Яохуа Тан

¹ Кафедра электротехники и вычислительной техники, Университет Вирджинии, Шарлоттсвилль, Вирджиния 22904 США

Мирза М. Элахи

¹ Кафедра электротехники и вычислительной техники, Университет Вирджинии, Шарлоттсвилль, Вирджиния 22904 США

Хан-Ю Цао

¹ Департамент электротехники и вычислительной техники, Университет Вирджинии, Шарлоттсвилл, Вирджиния 22904 США

K.М. Масум Хабиб

¹ Кафедра электротехники и вычислительной техники, Университет Вирджинии, Шарлоттсвилль, Вирджиния 22904 США

² Intel Corp., Санта-Клара, Калифорния 95054 США

Н. Скотт Баркер

¹ Факультет электротехники и вычислительной техники, Университет Вирджинии, Шарлоттсвилль, Вирджиния 22904 США

Авик В. Гош

¹ Факультет электротехники и вычислительной техники, Университет Вирджинии, Шарлоттсвилль, Вирджиния 22904 США

¹ Департамент электротехники и вычислительной техники, Университет Вирджинии, Шарлоттсвилль, Вирджиния 22904 США

² Intel Corp., Санта-Клара, Калифорния 95054 США

^# Распространяется поровну.

Поступило 06.06.2017; Принято 7 августа 2017 г.

Abstract

Мы предлагаем туннельные транзисторы Graphene Klein (GKTFET) как способ обеспечить насыщение по току при сохранении высокой мобильности для высокоскоростных радиочастот (RF) приложений. GKTFET состоит из последовательности угловых p-n-переходов графена (GPNJ). Туннелирование Клейна создает коллимацию электронов через каждый GPNJ, так что отсутствие существенного перекрытия между лепестками передачи через последовательные переходы создает регулируемый затвор транспортный зазор без значительного ухудшения текущего тока.Рассеяние электронов на краю устройства приводит к попаданию паразитных состояний в зазор, но результирующая псевдощель все еще достаточна для создания насыщенного выхода ( I _D — В _D ) характеристикой и высоким выходным сопротивлением. Модулированная плотность состояний создает более высокую крутизну ( г _м ) и частоту отсечки единичного тока ( f _T ), чем GFET.Более того, высокое выходное сопротивление делает частоту отсечки единичного усиления мощности ( f _max ) GKTFET значительно больше, чем GFET, что делает аналоговый GKTFET потенциально полезным для РЧ электроники. Наша оценка показывает f _T / f _max GKTFET с каналом 1 μ м достигает 33 ГГц / 17 ГГц и масштабируется до 350 ГГц / 53 ГГц для канала 100 нм (при условии наличия одного масштабируемого трапециевидного затвора).Модель f _max GKTFET в 10 раз больше, чем GFET с той же длиной канала.

Введение

Устройства на основе графена давно обещали захватывающие применения, от межсоединений и прозрачных электродов до датчиков газа. Однако их отсутствие зазоров ставит под угрозу нашу способность использовать эти устройства как эффективные электронные переключатели. Например, графен является многообещающим канальным материалом для радиочастотных (RF) приложений ^{1 — 4} из-за присущей ему высокой подвижности носителей и большой длины свободного пробега ^{5 — 8} .Фактически, графеновые ВЧ-устройства достигают f _T более 300 ГГц для каналов менее 100 нм ^{9 , 10} . Однако отсутствие зазора графена снижает его выходное сопротивление из-за отсутствия какого-либо насыщения по току. Следовательно, частота среза коэффициента усиления f _max большинство заявленных GFET намного ниже, чем их f _T , и не масштабируется с длиной канала ^{1 — 3} (рис.) из-за немасштабируемости доминирующих контактных сопротивлений.

Частоты среза для GFET и GKTFET. ( a ) f _T и f _макс для GFET. Модель f _max GFET значительно меньше f _T из-за малого r _из ( b ) f _T и f _макс для GKTFET. f _T и f _max GKTFET достигают своего максимума в области насыщения, которая находится в диапазоне от 0,1 В до 0,3 В. Из-за высокого выходного сопротивления max f _max в GKTFET составляет около 50% от максимального f _T ( c ) f _T в зависимости от длины канала GKTFET по сравнению с зарегистрированными GFET. ( d ) f _макс vs.длина канала GKTFET по сравнению с заявленными GFET. Данные GFET взяты из ссылок ^{10 , 11 , 34} и ^{40 — 42} . Сообщается f _T сек GFET примерно обратно пропорциональны длине канала, в то время как f _max s не демонстрируют эту тенденцию из-за низкого выходного сопротивления. Для идеально масштабированного GKTFET с длиной канала 100 нм, f _T , как ожидается, достигнет 350 ГГц (показано красным крестом в ( c )), что сопоставимо с максимальным сообщенным значением f _T сек в GFET (упомянутых на рисунке).Масштабирование f _макс. из GKTFET следует за L ^−0,5 в идеале. Для GKTFET с каналом 100 нм f _max ожидается 53 ГГц, и даже высокий f _max = 158 ГГц можно ожидать, если для уменьшения сопротивления затвора используется метод T-gate (оба показаны красным крестиком на ( d )).

Усилия по улучшению f _max GFETs были сосредоточены на уменьшении входного сопротивления и введении насыщения по току.Недавняя работа Guo и др. . ¹¹ показал улучшенный f _max в GFET за счет значительного уменьшения сопротивления затвора с помощью Т-образного затвора. Чтобы получить насыщение тока в GFET, в графене в принципе можно ввести запрещенную зону по энергии, например, применив деформацию нарушения симметрии ¹² или используя квантовое ограничение в графеновых нанолентах и ​​нанотрубках ¹³ . Кроме того, процесс рассеяния в длинном канале графена может также привести к естественному насыщению тока ¹⁴ .Однако эти механизмы открытия запрещенной зоны значительно снижают подвижность несущих из-за искаженной структуры полосы или рассеяния несущих ¹⁵ . Таким образом, метод, который создает транспортный зазор в графене без ухудшения подвижности носителей ^{16 , 17} , был бы совершенно уникальным и очень желательным для приложений RF на основе графена.

В нескольких прошлых публикациях мы предложили альтернативный способ введения зазоров в графен путем использования p-n-переходов в качестве пар коллиматор-фильтр.GPNJ — это импульсный фильтр, зависящий от угла, управляемый туннелированием Клейна дираковских электронов ^{18 — 22} . В результате GPNJ создает регулируемые затвором промежутки передачи вместо энергетических промежутков, так что состояния доступны для проводимости во включенном состоянии, но удаляются для выключенного состояния. Физика, лежащая в основе туннелирования Клейна в наклонном GPNJ, была продемонстрирована не только экспериментами ²³ , но и теоретическими расчетами с использованием квазианалитической модели ¹⁷ , численных моделей с использованием полуклассической трассировки лучей ²⁴ , и полностью квантовый NEGF ¹⁷ .В прошлом во многих работах предлагалось использовать GKTFET в качестве цифрового переключателя ^{16 , 17 , 25 , 26} . Первоначальные расчеты ¹⁶ , рассматривая угловые переходы как независимые передатчики, оценили сверхвысокие отношения включения-выключения, превышающие 10 ⁴ , в то время как возможность настройки затвора транспортного зазора предсказывала подпороговое колебание, которое превышает фундаментальный предел Больцмана. Однако на практике соотношение ВКЛ-ВЫКЛ этих устройств, как видно, скомпрометировано из-за повторяющегося импульсного рассеяния отклоненных электронов на краях устройства, которое обычно перенаправляет состояния утечки в передаточный промежуток и ограничивает экспериментально измеренное отношение ВКЛ-ВЫКЛ любым значением между 1.3 ²⁷ -12. Другими словами, предсказанный промежуток легко превращается в псевдощель из-за паразитных событий рассеяния.

В этой работе мы предлагаем использовать псевдощель в полевых транзисторах GKTFET для ВЧ-приложений, чтобы преодолеть отсутствие насыщения по току в традиционных полевых транзисторах GFET. Чтобы понять характеристики полевых транзисторов GKTFET, мы выполнили полуклассические расчеты трассировки лучей в сочетании с аналитическими моделями туннелирования Клейна для моделирования переноса электронов в полевых транзисторах GKTFET ²⁸ .Критические параметры устройства для данной геометрии извлекаются из электростатических расчетов методом конечных элементов, чтобы оценить частоты отсечки. Согласно нашим расчетам, мы утверждаем, что даже псевдощели достаточно, чтобы GKTFET имели четкое насыщение по току ²⁴ и значительно большее выходное сопротивление r ₀ , чем обычные GFET, фактически превышающие их контактные сопротивления. При этом мобильность в GKTFET существенно не ухудшается, потому что промежуток передачи доминирует только в выключенном состоянии и остается достаточно малым в состоянии включения, чтобы все еще допускать насыщение.Мы ожидаем, что GKTFET может достичь f _T 33 ГГц в канальном устройстве 1 мкм м и масштабирование до 350 ГГц при длине канала 100 нм при идеальном масштабировании с одним затвором. Модель f _max GKTFET может достигать 17 ГГц в устройстве с каналом 1 μ м и 53 ГГц на длине 100 нм, что более чем в 10 раз выше, чем у GFET при сопоставимой длине канала. Высшее ф _max 49 ГГц (1 μ, м) и 158 ГГц (100 нм) могут быть достигнуты, если сопротивление затвора GKTFET может быть значительно уменьшено за счет уменьшения входного сопротивления затвора, например, с T-Gate.

Методы

Туннелирование Клейна через p-n-переход графена обусловлено сохранением псевдоспина, который, в свою очередь, задается фазовой когерентной суперпозицией базисных наборов димеров p _z . GPNJ действует как эффективный импульсный фильтр, пропускающий электроны, инжектируемые перпендикулярно переходу, независимо от высоты барьера на переходе. GPNJ с градиентным потенциалом перехода дополнительно агрессивно фильтрует ненормальные электроны, поскольку эти электроны видят туннельный барьер, зависящий от угла, аналогичный режимам отсечки в прямоугольном волноводе ^{28 , 30} .Устройство, рассматриваемое в этой работе, содержит два соединенных спина к спине GPNJ, управляемых двумя затворами, включая трапециевидный затвор и задний затвор, как показано на рис. GPNJ справа имеет угол наклона δ (= π / 4) по отношению к левому ¹⁷ . В выключенном состоянии в канале формируются области n-p-n путем применения надлежащего смещения затвора. Эти два соединенных друг с другом p-n перехода вместе отключают ток. Левый GPNJ служит коллиматором, который блокирует большинство входящих электронов, за исключением тех, которые падают перпендикулярно ему; второй наклонный GPNJ дополнительно блокирует электроны, выходящие из коллиматора, позволяя, в свою очередь, проходить только электронам, перпендикулярным себе.Таким образом, состояние выключения достигается за счет последовательной фильтрации импульса, когда угол второго перехода превышает критический угол в первом переходе. Средняя длина ворот, рассматриваемая в данной работе, составляет 1 мкм м с разделенной длиной d _1,2 = 80 нм. В этой статье мы предполагаем оксид затвора с эквивалентной толщиной SiO ₂ 5 нм (EOT = 5 нм). Во включенном состоянии три области графенового канала сохраняются как n-n ^— -n, поэтому угловая фильтрация электронов в окне Ферми между мкм отсутствует. _S и мкм _D для низкого В _ДС .Фильтрация существует для части энергетического окна (зазор передачи, показанный на рис.), Который действует при высоком напряжении В _ДС . Небольшой зазор передачи существует из-за небольшого дифференциального легирования (n-n ^— ). Это приводит к насыщению тока во включенном состоянии. В выключенном состоянии мы меняем полярность центрального затвора на n-p-n, где зазор существенно увеличивается, а ток падает.

Туннельный полевой транзистор Клейна на основе двойных наклонных графеновых p-n-переходов (GPNJ).( a ) Трехмерная схема. Сначала SiO ₂ выращивают поверх Si-затвора, затем осаждают / штампуют клиновидный затвор из поликремния / графита (местный). Чешуйку графена помещают между hBN и затем переносят поверх SiO ₂ , чтобы обеспечить получение графена высокого качества ⁷ . ( b ) Вид сверху. Гейт (местный) контролирует концентрацию заряда в центральной зеленой области. В состоянии ВЫКЛЮЧЕНО (n-p-n) формируются два смежных GPNJ. Левый GPNJ действует как коллиматор, а правый GPNJ действует как фильтр.Во включенном состоянии (n-n ^— -n) GPNJ справа наклонен на угол δ = 45 ^∘ относительно левого. Здесь мы аппроксимировали изменение профиля потенциала линейно на стыке ²⁹ . В данной работе устройство имеет среднюю длину ворот ( L ₁ + л ₂ ) / 2 = 1 мкм м ( L ₁ = 1,5 мкм м, L ₂ = 0,5 мкм м) и шириной W = 1 мкм м.Диэлектрик затвора эквивалентен 5 нм SiO ₂ (EOT = 5 нм). ( c ) Вид сбоку для электростатического легирования затвором. ( d ) Вид сбоку для случая химического допинга, когда задний ход не требуется для контроля областей, кроме тех, которые закрыты местными воротами. Существенная часть устройства показана в пунктирной рамке, где эффект туннелирования Клейна около GPNJ доминирует в ( b , c , d ). ( e ) Схема смещения затвора для состояний ВКЛ и ВЫКЛ.Серая область соответствует диапазону энергий пропускающей способности во включенном состоянии. ( f ) Эквивалентная схема слабого сигнала.

Электропроводность и выходные характеристики. ( a ) Электропроводность для GFET (в открытом состоянии). G ( E ) ∝ | E | соответствует конусообразной полосовой структуре Дирака чистого образца (штрих) и G (E) ∝E2 + 2σ2 / π в грязном образце (твердый) ³⁵ . ( b ) Электропроводность для GKTFET (в открытом состоянии).В отличие от GFET в ( a ) наблюдается явный разрыв передачи. G ( E ) в передаточном зазоре немного отличен от нуля из-за отражения от края даже с идеальной кромкой. Добавление шероховатости кромки создает больше состояний внутри зазора передачи. ( c ) I _DS по сравнению с В _DS для GFET. I _DS в образце грязного графена (твердый) является линейной функцией V _DS , тогда как чистый образец графена (штрих) показывает насыщение в одной точке.( d ) I _DS по сравнению с В _DS для GKTFET. GKTFET показывает очевидное текущее насыщение в обоих случаях с (сплошной) и без (штриховой) шероховатостью кромки. Из-за шероховатости кромки он показывает немного больший наклон в области насыщения, что, в свою очередь, уменьшает r _из из-за приращения состояний внутри промежутка передачи. Напряжения затвора рассчитываются с учетом квантовой емкости, где 0.3 В, 0,2 В и 0,1 В падают в канале соответственно для напряжений затвора, упомянутых в ( c ) и ( d ).

Следует отметить, что предлагаемый здесь GKTFET разработан для подтверждения правильности концепции. На практике необходимо оптимизировать геометрию с учетом технологии изготовления, учитывая различные подходы, такие как электрическое стробирование (рис.) Или контактно-индуцированное легирование ³¹ / химическое легирование (рис.) ^{32 , 33} для создания боковых стробированных областей (синие n-легированные области на рис.). Согласно нашим расчетам электростатики методом конечных элементов с использованием Ansoft Maxwell, боковой затвор на (рис.) На конце стока (задний затвор) создает большую паразитную емкость. Эта дополнительная емкость может поставить под угрозу частоты среза, если он подключен к земле напрямую по переменному току. Следует проявлять особую осторожность, чтобы избавиться от эффекта этой емкости, как мы обсудим позже в этой статье. По сравнению с электростатическим боковым легированием затвора, химическое легирование, показанное на рис. 4, не страдает от этих больших емкостей затвора.Однако химически легированный графен имеет более низкую подвижность носителей. На рис. 1 показано предлагаемое устройство с заглубленными воротами, которое послужило основой для расчетов в данной статье; однако стоит обратить внимание на альтернативные геометрические формы, такие как верхние ворота ^{11 , 34} , с соответствующими конструктивными компромиссами.

В предлагаемом нами устройстве полный ток I _DS через GKTFET можно оценить по уравнению Ландауэра.

IDS = 2qh∫TavM [f (мкСм) -f (мкД)] dE

1

где M — количество мод, T _av — их усредненное по модам пропускание, q — заряд электрона, h — постоянная Планка, f — распределение Ферми-Дирака и μ _{S , D} — разделенные смещением электрохимические потенциалы в истоке и стоке.Коробка передач усредненная по модам T _ср и количество мод M при энергии E контролируются перепадами потенциала на канале V _GS . Результирующая крутизна г _m можно записать как

gm = ∂IDS∂VGS∝∫∂ (TavM) ∂VGS [f (μS) −f (μD)] dE

2

Во включенном состоянии GKTFET имеет небольшой зазор передачи вокруг точки Дирака, так что его подвижность г и _m , как ожидается, будет напоминать безупречный GFET с такими же размерами.Однако наличие зазора передачи вызовет насыщение тока, когда электрохимический потенциал стока μ _D перемещается к точке Дирака и входит в зазор передачи. В отличие от g _m сверхчистых полевых транзисторов имеет только одну точку насыщения точно тогда, когда μ _D достигает точки Дирака, поскольку в чистом графене нет зазора. Эту особенность можно увидеть позже на рис.. Выходное сопротивление р _из можно оценить как

r0 = ∂VDS∂IDS∝ (∫MTav∂f (μD) ∂μdE) −1.

4

Крутизна ( г _м ) и выходное сопротивление ( r _из ) для GFET и GKTFET. ( a ) г _м по сравнению с В _DS в GFET для грязного (твердого) и чистого (штрихового) образца, где г _м находится между 0.От 5 до 1,5 мСм / мкм м в точках насыщения. ( b ) г _м по сравнению с В _DS в GKTFET с (сплошной) и без (сплошной) шероховатостью кромки, где влияние шероховатости кромки незначительно на г _м . ( c ) r _из по сравнению с В _DS в GFET для грязного (твердого) и чистого (штрихового) образца, где r _из оказывается около 0.1 кОм — мкм м для грязного образца. ( г ) г _из по сравнению с В _DS из GKTFET с (сплошной) и без (сплошной) шероховатостью кромки. Хотя r _out в GKTFET уменьшается с 10–100 кОм — мкм м примерно до 1 кОм — мкм м из-за шероховатости кромки, но в обоих случаях выходного сопротивления ( r _из ) больше, чем для GFET в (c) с использованием промежутка передачи.

Из формулы ( ⁴ ) видно, что выходное сопротивление зависит от мод внутри запрещенной зоны в квазибаллистическом пределе. Идеальная запрещенная зона в принципе приводит к бесконечному выходному сопротивлению, потому что MT _av = 0 в зазоре, в то время как любые состояния внутри зазора из-за дефектов (таких как рассеяние, дефекты) приведут к конечному выходному сопротивлению. В предлагаемых нами устройствах выходное сопротивление ограничивается в первую очередь краевым отражением и рассеянием носителей.

В этой работе мы моделируем GKTFET с использованием полуклассического метода трассировки лучей в сочетании с аналитическими уравнениями для кирального туннелирования через переходы ²⁸ . Стандартные квантовые методы переноса, такие как формализм неравновесной функции Грина (NEGF) ^{35 , 36} , являются довольно дорогими в вычислительном отношении для GKTFET с размерами от нескольких сотен нанометров до микрометров и, кроме того, вызывают паразитные помехи. эффекты, которые не имеют значения при комнатной температуре.Напротив, метод трассировки лучей ^{37 — 39} в сочетании с хорошо протестированной моделью квантового туннелирования через переходы может быть легко применен к устройствам с высоким напряжением смещения с большими площадями и сложной геометрией, включая последовательность многократных отражений. , и показал отличное согласие с недавними экспериментами на GPNJ ²⁸ . В нашем подходе электроны выбрасываются из источника случайным образом с углами инжекции в соответствии с косинусным распределением (угловое распределение квантованных поперечных волновых векторов).Средняя трансмиссия ( Т _av ) через переходы затем рассчитывается путем подсчета электронов, которые успешно достигают стока. Аналитическая вероятность прохождения каждого электрона через переход представляет собой простое обобщение гауссовой фильтрации T ∼ e ^{— π k _F ( d /2) s i n 2 θ} установлено в исх. ³⁰ и расширен до асимметрично легированного перехода ¹⁷ . Здесь d — это разделенная длина перехода, θ — угол падения электрона и k _F — вектор Ферми с обеих сторон.

В наших расчетах мы рассматривали случаи GPNJ с идеальными краями, а также с грубыми краями. На рисунке показано интегрированное пропускание (а) объемного графена и (б) GKTFET, как для чистого, так и длягрязный образец (лужи шихты на насыпь и шероховатость кромок для ГКТ). Мы видим, что чистый графен не имеет запрещенной зоны и его плотность состояний D ( E ) ∝ | E | для чистого образца, в то время как D (E) ∝E2 + 2σ2 / π для грязного образца ³⁵ , где σ2≈2ℏ2vF2nimp + C описывает вклад зарядовых луж в размывании точки Дирака посредством пространственного усреднения. Мы используем типичную плотность примеси в грязном образце с n _{i m p} = 1 × 10 ² см ⁻² в этой работе ³⁵ .В отличие от GFET, GKTFET имеют четкий промежуток передачи, как показано на рис. Действительно, в промежутке передачи появляется очень мало мод. Эти состояния промежутка возникают из-за отражения электронов от края, отклоненных вторым переходом, процесса, который перенаправляет их в сторону стока. В конечном итоге эти состояния вносят вклад в ток утечки в выключенном состоянии и приводят к конечному значению r _из . Наши расчеты показывают, что идеальные кромки в GKTFET могут снизить ток утечки в 20-40 раз по сравнению с GKTFET с шероховатыми кромками в устройстве шириной 1 мкм и м.В нашем расчете шероховатость кромки вносит случайный угол отражения с дисперсией σ = 18 ^∘ .

Результаты

На рисунке показан I _DS — В _DS Характеристики GFET и GKTFET. В каждом случае пунктирные линии относятся к чистым образцам, а сплошные линии — к дефектам. Хорошо видно, что сверхчистый GFET показывает I _DS — В _DS с одноточечным насыщением, в то время как GFET с грязным образцом показывает квазилинейный I _DS — В _DS из-за пространственного усреднения, размывающего точку Дирака.Напротив, полевые транзисторы GKTFET как с идеальными, так и с шероховатыми краями демонстрируют явное насыщение по току из-за наличия псевдощели. Шероховатости в GKTFET приводят лишь к незначительно меньшему r _из из-за увеличения MT _av в зазоре передачи, что можно понять с помощью ур. ( ⁴ ).

На рисунке показана модель г _м и r _из GFET и GKTFET. г _м GFET достигают от 0,5 до 1,5 мСм / мкм м мкм м (каждая закрытая область имеет длину 1 мкм м в нашем моделировании с линейной длиной перехода 80 нм (длина разделения, d) каждая) , а у GKTFET чуть больше г _м от 1 до 2 мСм / мкм м. Однако выходная характеристика оказывается более впечатляющей, чем передаточная характеристика. GFET показывает очень низкий r _из из 0.1 кОм — мкм м для грязных образцов и только около r _{o u t} ∼ 0,3 кОм — мкм м для чистых образцов при насыщении В _DS для всех смещений затвора, быстрое падение для других В _DS значений. При нулевой температуре ∂f (μ2) ∂μ2 = δ (E − μ2) в уравнении ( ⁴ ), r _{o u t} = ∞ as M T _{a v} = 0 в точке Дирака.При конечной температуре r _из падает до конечного значения, потому что ∂f (μ2) ∂μ2 имеет ненулевой разброс kT . По сравнению с GFET, GKTFET показывает намного более высокие r _из 1 кОм — мкм м даже с шероховатостью кромки. GKTFET с идеальными краями показывает еще больше r _из значений, которые могут достигать 50-100 кОм — мкм м. Кроме того, область насыщения соответствует напряжению В и . _DS в диапазоне 0.От 1 до 0,3 В вместо насыщения по одной точке.

Для оценки свойств РФ, таких как f _T и f _max ВЧ устройств на основе графена рассмотрим эквивалентную схему для сигналов переменного тока, показанную на рис. Эта структура предполагает, что преобладающая емкость исходит от центрального затвора, который колеблется между полярностями p и n, в то время как боковые стробированные области имеют более низкую емкость (мы обсудим этот момент позже в статье). Для этой эквивалентной схемы f _T и f _max можно оценить по ⁴³ .

fT = gm2π (Cgs + Cgd) 1 [1 + g0 (RS + RD)] 2- (g0RS) 2

5

с г ₀ = г _{d s} + g _m [ C _{g d} / ( C _{g s} + C _{g d} )] и

fmax = fT2RG + RSrds + 2πfTRGCgd.

6

Для иллюстрации влияния на f _T и f _макс из улучшенной г _м и r _из GKTFET по сравнению с GFET, мы используем C _GS = 6.9 пФ / мм, C _gd = 0,7 пФ / мм и R _G = 1 кОм — мкм м для обоих транзисторов. Однако стоит еще раз подчеркнуть, что параметры сильно зависят от геометрии устройства, например, C _gd GKTFET на рис. Фактически пренебрежимо мало при электростатическом расчете методом конечных элементов с использованием Ansoft Maxwell. Соответственно, мы выбираем экспериментально достижимое соотношение C _г / C _GS = 0.1 ¹¹ в следующих расчетах f _T и f _макс . Следует отметить, что наши расчеты для f _T и f _макс с малым C _gd действительны только для области насыщения.

На рисунке показано пиковое значение f _T и f _макс GFET и GKTFET.Модель f _T достигает частот от 9,3 до 29,3 ГГц в GFET с длиной канала L _канал = 1 мкм м (лучшее контактное сопротивление и меньшее C _gd дает более высокий f _Т ). Известно, что модель f _T в чистых полевых транзисторах обратно пропорционально L _канал ^{43 9000 3.Соответственно, длина канала 100 нм приводит к ожидаемому максимуму f _T = от 100 до 300 ГГц для обычного GFET, что согласуется с опубликованной литературой 10 , 11 , 34 , 40 — 42 . Модель f _max GFET достигает только 1,3 ГГц, то есть 14% от f _T из-за небольшого выходного сопротивления. По сравнению с идеальным случаем, где R _{S / D} = 0, f _макс. GFET с большим R _{S / D} = 0.1 кОм — μ м уменьшается на 5%, а пик f _T уменьшено на 69%.}

По сравнению с GFET, f _T GKTFET больше за счет большего г _m , возникающие из-за открытия транспортного зазора и результирующего изменения плотности состояний в конечном температурном окне. Более заметно, что f _макс и f _макс / f _T отношения в GKTFET значительно выше из-за текущего насыщения, возникающего из-за спроектированной псевдощели.На рисунке показано, что GKTFET с длиной канала 1 μ м достигает f _T 31 ГГц и f _макс из 17 ГГц. Модель f _max в 13 раз больше, чем у GFET. Кроме того, сопротивление контакта оказывает гораздо более слабое влияние на f . _T в GKTFET — фактически 0,1 кОм — мкм м R _S и R _D уменьшает f _T всего на ~ 10–20%.Удар R _S и R _D до f _T как в GFET, так и в GKTFET определяется коэффициентом g _DS ( R ) _S + R _D ), г _DS = 1/ r _из , как мы видим в знаменателе уравнения ( ⁵ ).Большое выходное сопротивление r _из GKTFET ослабляет влияние R _S и R _D на f _Т . На рис. Также показан объектив f . _T и f _макс в пределах C _gd = 0 пунктирными линиями. Видно, что маленький C _gd приводит к увеличению на 30% макс. f _T и увеличение на 10% макс. f _макс .

Обсуждение

Мы показали, что GKTFET длиной 1 мкм и длиной м показывает намного лучше r _из и частоты среза f _max , чем GFET, из-за зазора передачи, спроектированного из чистого графена с использованием геометрии затвора. Идеальные края в GKTFET еще больше уменьшили бы плотность состояний утечки в зазоре передачи, что привело бы к увеличению f _из и f _макс .Малые контактные сопротивления R _S / R _D также оказывают значительное влияние на частоту среза f _T , поскольку они конкурируют с r _из . По сравнению с GFET, f _T GKTFET менее чувствителен к R _S и R _D из-за большего r _из .

Паразитные емкости C _gd и сопротивление затвора R _G являются критическими параметрами устройства и существенно влияют на f _T и f _макс . Модель C _gd и R _G сильно зависят от реальной конструкции и геометрии транзистора. Например, в недавних экспериментах использовался Т-образный затвор для уменьшения R _G резко подняться f _макс в полевых транзисторах ¹¹ .Простое включение большого бокового затвора создало бы большую паразитную емкость переменного тока, подключенного к земле. Чтобы смягчить это, нам нужно будет привязать третий затвор к стоку с постоянным смещением смещения или включить индуктор между ними, чтобы отфильтровать высокочастотные сигналы переменного тока. Более удобным выбором было бы химическое легирование двух концевых областей и работа только с трапециевидной центральной закрытой областью.

В то время как наши симуляции были выполнены для 1 мкм м, конечное преимущество GKTFET для высокопроизводительных ВЧ-транзисторов зависит от его общей масштабируемости, поскольку C _gs и RG − 1 пропорциональны длине канала.В GKTFET ширина и длина затвора связаны, так как мы использовали наклонный переход 45 ^∘ . Мы показываем f _T и f _max GKTFET и GFET на рис. В идеале f _T и f _max следуют fT∝Cgs − 1∝L − 1 и fmax∝Cgs − 1RG − 0.5∝L − 0.5. Ожидается, что масштабирование длины затвора GKTFET с 1 мкм м до 100 нм увеличит f _T и f _макс на 10 и 3.2 раза соответственно, как показано пунктирными линиями. В отличие от f _max GFET не масштабируются с длиной канала из-за низкого выходного сопротивления, как показано на рис. Для оценки f _T и f _max 100 нм GKTFET, мы сделали следующие предположения: уменьшение масштаба GKTFET не изменяет электростатику в устройстве (управление затвором все еще доминирует), псевдощель может быть эффективно создана с помощью GPNJ в масштабируемом GKTFET , и параметры устройства, такие как C _GS и C _gd правильно масштабируется с длиной канала, сохраняя при этом длину перехода (длина разделения, d) поперек переходов в диапазоне 50–100 нм для лучшей фильтрации электронов, приводящей к зазору пропускания.Детальное квантовое моделирование в сочетании с числовой трехмерной электростатикой необходимо для проверки производительности этих устройств с учетом их пределов масштабирования. Заряды ловушек, шероховатость кромок, шероховатость перехода и контактное сопротивление являются важными факторами, которые будут влиять на ВЧ характеристики реальных устройств, поэтому эти колебания в реальных устройствах должны быть тщательно откалиброваны ⁴⁴ . В принципе, эти неидеальности могут быть смягчены с помощью подложек из hBN, закрытых краев, графитовых затворов и металлических краевых контактов 1D (контактное сопротивление ~ 150 Ом — мкм м) ^{45 , 46} , которые будут исследованы в будущие публикации.

Заключение

Подводя итог, предлагаем концептуальное высокочастотное ВЧ устройство на рис. Это устройство работает на основе геометрической инженерии регулируемого затвором транспортного промежутка в чистом графене с использованием физики туннелирования Клейна. В отличие от обычных полевых транзисторов GFET, которые страдают от слабого насыщения по току из-за отсутствия зазоров, разработка зазора передачи позволяет GKTFET обладать как большим сроком службы несущей, так и насыщением по току. Наш расчет GKTFET показывает значительное улучшение по сравнению с f . _max и немного выше f _T по сравнению с GFET.Ожидается, что устройство достигнет f . _T на 33 ГГц и сопоставимый f _макс. 17 ГГц в устройстве с длиной затвора 1 мкм м и нарастанием до f _T = 350 ГГц и f _max = 53 ГГц, поскольку мы уменьшаем затвор до 100 нм. Высшее ф _max 49 ГГц для 1 мкм канала м и 158 ГГц для канала 100 нм можно ожидать за счет уменьшения сопротивления затвора с помощью техники T-Gate.Вдобавок видно, что частоты среза GKTFET намного менее чувствительны к контактному сопротивлению, чем GFET, опять же из-за значительного увеличения выходного сопротивления, возникающего в результате насыщения по току.

Дополнительные электронные материалы

Благодарности

Эта работа частично поддерживается Nanoelectronics Research Corporation (NERC), дочерней компанией Semiconductor Research Corporation (SRC), через Институт открытий и исследований наноэлектроники (INDEX).Авторы выражают признательность за вычислительные ресурсы UVa HPC System Rivanna. Мы благодарим Кори Р. Дина из Колумбийского университета, Курта Гаскилла из Военно-морской исследовательской лаборатории, Клэр Бергер из Технологического института Джорджии и Филипа Кима из Гарвардского университета за полезные обсуждения.

Вклад авторов

Y.T. проанализировали прибор D.C. и R.F. характеристики и написал рукопись. M.E. выполнил вычисления трассировки лучей для тока и написал рукопись.H.T. проанализировал устройство паразитных конденсаторов. К.Х. и M.E. разработали код трассировки лучей. N.B. и А.Г. руководили работой. А.Г. выступил инициатором идеи. Все авторы внесли свой вклад в редактирование рукописи.

Примечания

Конкурирующие интересы

Авторы заявляют, что у них нет конкурирующих интересов.

Сноски

Яохуа Тан и Мирза М. Элахи внесли равный вклад в эту работу.

Дополнительные электронные материалы

Дополнительная информация прилагается к этому документу по адресу doi: 10.1038 / s41598-017-10248-7

Примечание издателя: Springer Nature сохраняет нейтралитет в отношении юрисдикционных претензий на опубликованных картах и ​​институциональной принадлежности.

Список литературы

15. Мерик, И., Баклицкая, Н., Ким, П., Шепард, К. Л. РЧ-характеристики графеновых полевых транзисторов с верхним затвором и нулевой запрещенной зоной. На встрече Electron Devices, 2008. IEDM 2008. IEEE International , 1–4 (IEEE, 2008).

24.Элахи М. и Гош А. В. Насыщение тока и резкое переключение в графеновых p-n-переходах с использованием зависящего от угла рассеяния. В конференции Device Research Conference (DRC), 2016 74-я ежегодная , 1-2 (IEEE, 2016).

29.Дополнительная информация.

40. Lin, Y.-M. и др. . Разработка графеновых полевых элементов для высокочастотной электроники. В собрании электронных устройств (IEDM), 2009 IEEE International , 1–4 (IEEE, 2009).

42. Meric, I. et al. . Высокочастотные характеристики графеновых полевых транзисторов с насыщающими вольт-амперными характеристиками. В документе Electron Devices Meeting (IEDM) , 2011 IEEE International , 2–1 (IEEE, 2011).

Патент США на транзисторные схемы с согласованной парой Патент (Патент № 8,685,324, выдан 1 апреля 2014 г.)

В данной заявке испрашиваются преимущества предварительной заявки на патент США сер. № 61 / 386,403, поданная сен.24, 2010, содержание которой полностью включено в настоящий документ посредством ссылки.

Раскрытые в настоящее время варианты осуществления имеют дело с массивами пикселей и, в частности, с подавлением рассогласования и подавлением смещения компонентов в массивах пикселей и схемах считывания.

Электронные устройства и компоненты нашли множество применений в химии и биологии (в более общем смысле «науки о жизни»), особенно для обнаружения и измерения различных химических и биологических реакций, а также идентификации, обнаружения и измерения различных соединений.Одно такое электронное устройство называется ионно-чувствительным полевым транзистором, часто обозначаемым в соответствующей литературе как «ISFET» (или pHFET). ISFET традиционно изучались, в первую очередь в академическом и исследовательском сообществе, для облегчения измерения концентрации ионов водорода в растворе (обычно обозначаемой как «pH»). ISFET в более общем смысле упоминается здесь как химически чувствительный датчик.

Более конкретно, ISFET представляет собой устройство преобразования импеданса, которое работает аналогично MOSFET (полевой транзистор с металлическим оксидом и полупроводником) и, в частности, сконфигурировано для выборочного измерения активности ионов в растворе (например,g., ионы водорода в растворе являются «аналитами»). Подробная теория работы ISFET представлена ​​в «Тридцать лет ISFETOLOGY: что произошло за последние 30 лет и что может произойти в следующие 30 лет», П. Бергвельд, Sens. Actuators, 88 (2003), стр. 1-20 («Bergveld»), эта публикация полностью включена в настоящий документ посредством ссылки.

Подробности изготовления ISFET с использованием обычного процесса CMOS (комплементарный металлооксидный полупроводник) можно найти у Rothberg et al., Публикация патента США № 2010/0301398, Ротберг и др., Публикация патента США № 2010/0282617 и Ротберг и др., Публикация патента США 2009/0026082; эти патентные публикации вместе именуются «Ротберг», и все они полностью включены в настоящий документ посредством ссылки. Однако в дополнение к CMOS, обработка biCMOS (т. Е. Биполярная и CMOS) также может использоваться, например, процесс, который будет включать в себя матрицу PMOS или NMOS FET с биполярными структурами на периферии. В качестве альтернативы могут использоваться другие технологии, в которых чувствительный элемент может быть выполнен с трехполюсным устройством, в котором обнаруженный ион приводит к возникновению сигнала, который управляет одним из трех выводов; такие технологии могут также включать, например, технологии GaAs и углеродных нанотрубок.

На примере CMOS, изготовление ISFET P-типа основано на кремниевой подложке P-типа или N-типа, в которой сформирована яма n-типа, образующая «тело» транзистора. Сильнолегированные области S и D P-типа (P +), составляющие исток и сток ISFET, формируются внутри ямы n-типа. Сильнолегированная область В N-типа (N +) также может быть сформирована внутри скважины n-типа для обеспечения соединения проводящего тела (или «объема») с скважиной n-типа. Оксидный слой может быть расположен над областями соединения истока, стока и корпуса, через которые сделаны отверстия для обеспечения электрических соединений (через электрические проводники) с этими областями.Затвор из поликремния может быть сформирован над оксидным слоем в месте над областью колодца N-типа, между истоком и стоком. Поскольку он расположен между затвором из поликремния и корпусом транзистора (то есть колодцем N-типа), оксидный слой часто называют «оксидом затвора».

Рассмотрим другой пример КМОП. Изготовление ISFET N-типа основано на подложке P + пластины с областью эпитаксии P-, как правило, толщиной в несколько микрон, в которой формируется колодец P-типа, образующий «тело» транзистора.Лунка P-типа является общей для всех устройств в массиве, а подложка P + служит основным контактом, так что никаких других контактов в массиве пикселей не требуется. Сильнолегированные области S и D N-типа (N +), составляющие исток и сток ISFET, формируются внутри колодца P-типа. Оксидный слой может быть расположен над областями соединения истока, стока и корпуса, через которые сделаны отверстия для обеспечения электрических соединений (через электрические проводники) с этими областями. Затвор из поликремния может быть сформирован над оксидным слоем в месте над областью колодца N-типа, между истоком и стоком.Поскольку он расположен между затвором из поликремния и корпусом транзистора (то есть колодцем p-типа), оксидный слой часто называют «оксидом затвора».

Как и MOSFET, работа ISFET основана на модуляции концентрации заряда (и, следовательно, проводимости канала), вызванной емкостью MOS (металл-оксид-полупроводник). Эта емкость состоит из поликремниевого затвора, оксида затвора и области колодца (например, колодца N-типа) между истоком и стоком. Когда отрицательное напряжение прикладывается к областям затвора и истока, на границе области и оксида затвора создается канал, истощая эту область электронами.Для N-скважины канал будет P-каналом (и наоборот). В случае N-лунки, P-канал будет проходить между истоком и стоком, и электрический ток проходит через P-канал, когда потенциал затвор-исток достаточно отрицательный, чтобы притягивать дыры из истока в канал. . Потенциал затвор-исток, при котором канал начинает проводить ток, называется пороговым напряжением транзистора VTH (транзистор проводит, когда VGS имеет абсолютное значение, превышающее пороговое напряжение VTH).Источник назван так потому, что он является источником носителей заряда (дырки для P-канала), которые текут через канал; аналогично сток — это место, где носители заряда покидают канал.

Как описано у Ротберга, ISFET может быть изготовлен со структурой плавающего затвора, сформированной путем соединения поликремниевого затвора с несколькими металлическими слоями, расположенными внутри одного или нескольких дополнительных оксидных слоев, расположенных над оксидом затвора. Структура с плавающим затвором названа так потому, что она электрически изолирована от других проводников, связанных с ISFET; а именно, он расположен между оксидом затвора и пассивирующим слоем, который расположен поверх металлического слоя (например,g., верхний металлический слой) плавающего манометра.

Как далее описано у Ротберга, пассивирующий слой ISFET представляет собой ионно-чувствительную мембрану, которая увеличивает ионную чувствительность устройства. Присутствие аналитов, таких как ионы, в растворе аналита (т. Е. Раствор, содержащий представляющие интерес аналиты (включая ионы) или проверяемый на наличие представляющих интерес аналитов), в контакте со слоем пассивирования, особенно в чувствительной области, которая может расположены над структурой с плавающим затвором, изменяют электрические характеристики ISFET, чтобы модулировать ток, протекающий через канал между истоком и стоком ISFET.Пассивирующий слой может содержать любой из множества различных материалов для облегчения чувствительности к определенным ионам; например, пассивирующие слои, содержащие нитрид кремния или кремний на / нитрид, а также оксиды металлов, такие как оксиды кремния, алюминия или тантала, обычно обеспечивают чувствительность к концентрации ионов водорода (pH) в растворе аналита, тогда как пассивирующие слои, содержащие поливинилхлорид, содержащий валиномицин обеспечивает чувствительность к концентрации ионов калия в растворе аналита.Материалы, подходящие для пассивирующих слоев и чувствительные к другим ионам, таким как, например, натрий, серебро, железо, бром, йод, кальций и нитрат, известны, а пассивирующие слои могут содержать различные материалы (например, оксиды металлов, нитриды металлов, металл оксинитриды). Что касается химических реакций на границе раздела раствор анализируемого вещества / пассивирующего слоя, поверхность данного материала, используемого для пассивирующего слоя ISFET, может включать химические группы, которые могут отдавать протоны или принимать протоны из раствора аналита, оставляя в любой момент времени отрицательно заряженные, положительно заряженные и нейтральные участки на поверхности пассивирующего слоя на границе с раствором аналита.

Что касается чувствительности к ионам, то на границе раздела твердое тело / жидкость пассивирующего слоя и раствора аналита возникает разность электростатических потенциалов, обычно называемая «поверхностным потенциалом», как функция концентрации ионов в чувствительной области из-за к химической реакции (например, обычно включающей диссоциацию поверхностных оксидных групп ионами в растворе аналита в непосредственной близости от чувствительной области). Этот поверхностный потенциал, в свою очередь, влияет на пороговое напряжение ISFET; таким образом, именно пороговое напряжение ISFET изменяется с изменениями концентрации ионов в растворе аналита вблизи чувствительной области.Как описано у Ротберга, поскольку пороговое напряжение VTH ISFET чувствительно к концентрации ионов, напряжение источника VS обеспечивает сигнал, который напрямую связан с концентрацией ионов в растворе аналита в непосредственной близости от чувствительной области ISFET.

Массивы химически чувствительных полевых транзисторов («chemFET») или, более конкретно, ISFET, могут использоваться для мониторинга реакций, включая, например, реакции секвенирования нуклеиновых кислот (например, ДНК) на основе мониторинга присутствующих, генерируемых или используемых аналитов. во время реакции.В более общем смысле, массивы, включающие большие массивы химических полевых транзисторов, могут использоваться для обнаружения и измерения статических и / или динамических количеств или концентраций различных аналитов (например, ионов водорода, других ионов, неионных молекул или соединений и т. Д.) В различные химические и / или биологические процессы (например, биологические или химические реакции, культуры клеток или тканей или мониторинг, нейронная активность, секвенирование нуклеиновых кислот и т. д.), в которых ценная информация может быть получена на основе таких измерений аналитов.Такие массивы химических полевых транзисторов можно использовать в методах обнаружения аналитов и / или методах, которые контролируют биологические или химические процессы через изменения заряда на поверхности химических полевых транзисторов. Такое использование массивов ChemFET (или ISFET) включает обнаружение аналитов в растворе и / или обнаружение изменения заряда, связанного с поверхностью ChemFET (например, пассивирующим слоем ISFET).

Об исследовании, касающемся изготовления матриц ISFET, сообщается в публикациях «Большой транзисторный чип матрицы датчиков для прямой внеклеточной визуализации» М.Дж. Милгрю, М. О. Риле и Д. Р. Камминг, Датчики и исполнительные механизмы, B: Chemical, 111-112, (2005), стр. 347-353, и «Разработка масштабируемых матриц датчиков с использованием стандартной технологии КМОП», М. Дж. Милгрю, PA Hammond и DRS Cumming, Sensors and Actuators, B: Chemical, 103, (2004), pp. 37-42, публикации которых включены в настоящий документ посредством ссылки и совместно именуются далее как «Milgrew et al.» Описания изготовления и использования массивов ChemFET или ISFET для химического обнаружения, включая обнаружение ионов в связи с секвенированием ДНК, содержатся в Ротберге.Более конкретно, Ротберг описывает использование массива chemFET (в частности, ISFET) для секвенирования нуклеиновой кислоты, включая включение известных нуклеотидов во множество идентичных нуклеиновых кислот в реакционной камере, находящейся в контакте или емкостной связи с chemFET, где нуклеиновые кислоты связаны с единственная гранула в реакционной камере и обнаружение сигнала на ChemFET, где обнаружение сигнала указывает на высвобождение одного или нескольких ионов водорода в результате включения известного нуклеотидтрифосфата в синтезированную нуклеиновую кислоту.

Проблема, которая существует во многих из этих схем и массивов, связана с допусками в процессе изготовления схем. Одни и те же типы схем могут иметь несколько отличные друг от друга характеристики из-за присущих различий в компонентах схемы и их относительных структурах, которые возникают из-за допусков на изготовление. Эти различия в схемах, которые должны быть идентичными, часто называют несоответствием.

Примером смещения и рассогласования может быть рассогласование усилителей, которое возникает в схемах из-за порогового рассогласования между устройствами входной дифференциальной пары, которые должны быть идентичными.Массивы с многочисленными усилителями, которые должны быть идентичными, но не являются идентичными, являются типичными для схем, которые могут демонстрировать рассогласование. Датчики с активными пикселями являются примером устройств, в которых это несоответствие и смещение могут быть критическими. Датчики с активными пикселями представляют собой матрицы считывания изображений, содержащие несколько пикселей, и каждый пиксель связан с усилителем для вывода света, воспринимаемого этим пикселем. Обычным подходом к исправлению рассогласования усилителей в активных пиксельных датчиках является коррелированная двойная выборка.При коррелированной двойной выборке одна выборка берется из значения сброса пикселя, а другая выборка берется из пикселя с сигналом от воспринимаемого света. Разница берется между двумя образцами. Разница в выборках должна представлять фактический сигнал без смещений, включая уменьшение теплового шума, если выборки коррелированы по времени. Для получения двух отсчетов требуется значение сброса. Коррелированная двойная выборка может быть эффективной при устранении различных типов смещений и проблем рассогласования транзисторов.

Однако существуют чувствительные матрицы, которые имеют чувствительные элементы, которые постоянно считываются в течение определенного периода времени, что может не позволить использовать схемы сброса в этих чувствительных элементах. Без выборки этого значения сброса коррелированная двойная выборка не является пригодным для использования методом из-за отсутствия значения сброса или эталонного значения, которое коррелировано с чувствительными устройствами. Следовательно, в уровне техники существует потребность в создании схем двойной выборки, которые не могут использовать методы коррелированной двойной выборки.

Кроме того, несоответствие транзисторов в схемах CMOS может наложить серьезные ограничения на матрицы датчиков. Это может быть особенно актуально для датчиков с небольшими уровнями выходного сигнала. Общее отклонение, которое по своей сути возникает в процессе изготовления, создает неоднородность транзисторов в массиве датчиков, что приводит к смещению сигнала и неравномерности в сигнале, создаваемом этими транзисторами. Поэтому желательно устранить или уменьшить такую ​​неоднородность и смещения, особенно перед аналого-цифровым преобразованием.Исходя из предшествующего обсуждения, в данной области техники остается потребность в схеме, которая может устранять смещения и рассогласования внутри схем, даже тех, которые не имеют возможности сброса.

ФИГ. 1 — примерная схема, которая может демонстрировать несоответствие транзисторов.

РИС. 2 — примерная блок-схема, включающая компоненты согласно варианту осуществления настоящего изобретения.

РИС. 3 — пример согласованной пары транзисторов, используемой для выборки согласно варианту осуществления настоящего изобретения.

РИС. 4 — пример схемы выборки, использующей согласованную пару транзисторов для выборки согласно варианту осуществления настоящего изобретения.

РИС. 5 — примерная временная диаграмма для работы схемы дискретизации по фиг. 4 согласно варианту осуществления настоящего изобретения.

РИС. 6 иллюстрирует другой пример схемы выборки, использующей согласованную пару транзисторов для выборки согласно варианту осуществления настоящего изобретения.

В данном документе могут быть обсуждены варианты осуществления, которые применяют методы выборки, которые не требуют схем сброса для правильного функционирования.В варианте осуществления может быть предусмотрена схема для преодоления несовпадений и смещений компонентов схемы. Схема может включать в себя химически чувствительный датчик, транзистор выбора строки, схему выборки и схему разности. Химически чувствительный датчик может быть выполнен из транзистора. Транзистор выбора строки может находиться рядом с местом, где химически чувствительный датчик сформирован на подложке, а транзистор выбора строки и химически чувствительный датчик имеют общий набор свойств. Схема выборки может быть сконфигурирована так, чтобы брать эталонную выборку из транзистора выбора строки и выборку сигнала из химически чувствительного датчика через транзистор выбора строки.Схема разности может определять разницу между эталонной выборкой и выборкой сигнала. Хотя сигналы считываются из одного и того же порта во время каждой выборки, селективность интересующего устройства достигается за счет принудительного переключения транзисторов между областями насыщения и триода.

Другой вариант осуществления обеспечивает матрицу датчиков, расположенных в согласованных парах транзисторов, с устройством выбора, сформированным на первом транзисторе, и датчиком, сформированным на втором транзисторе согласованной пары.Согласованные пары могут быть расположены так, что датчик-транзистор в согласованной паре может считываться через выход первого транзистора в согласованной паре. Исток транзистора выбора может использоваться для выхода, поскольку он смещен в конфигурацию исток-повторитель. Транзистор выбора в согласованной паре может быть принудительно переведен в область насыщения (активную) для предотвращения помех от транзистора датчика на выходе транзистора выбора. Перемещение транзистора выбора в область насыщения происходит, когда транзистор датчика имеет напряжение затвора с более высоким потенциалом, чем напряжение затвора транзистора выбора.Выходное сопротивление стока транзистора выбора велико из-за минимальной модуляции длины канала, что приводит к незначительному прохождению сигнала от транзистора датчика, поскольку он выполняет приблизительную функцию переключателя. Можно взять образец выходного напряжения. Затем транзистор выбора может быть помещен в линейную (также называемую триодом) область, позволяющую считывать химический датчик, включая транзистор датчика, через выход транзистора выбора. Принудительное включение транзистора выбора в область триода происходит, когда напряжение на затворе транзистора выбора превышает напряжение на затворе транзистора-датчика.Образец может быть взят из выходного напряжения. Эти два образца могут отличаться.

Другой вариант осуществления предусматривает матрицу датчиков, содержащую одиночные транзисторные пиксели, которые расположены в строках и столбцах. Пиксели могут быть выбраны по строкам и считаны по столбцу для выбранных строк. Смещения внутри устройств, таких как компараторы, и несоответствия между схемами столбца могут быть устранены путем сопоставления транзисторов в каждом столбце, которые подвергаются двойной выборке, и разницы между выборками, используемыми для корреляции сигнала из каждого столбца для выбранных строк.Другой вариант осуществления обеспечивает массив пикселей, расположенных в строках и столбцах, со схемой уровня столбца, которая может брать несколько выборок выбранных пикселей и обеспечивать функцию сброса уровня столбца без потери ранее взятых выборок.

РИС. 1 — пример схемы, демонстрирующей несоответствие транзистора и усилителя. Схема , 100, может иметь смещения и несовпадения в пикселях , 110, , транзисторы 105 , 125 , 127 и буфер 130 могут объединяться для создания неоднородности сигнала.Пиксель , 110, может быть двухтранзисторным пикселем , 112, и , 114, , который не имеет функции сброса. Один из транзисторов , 112, может быть химически чувствительным датчиком, который обнаруживает слабый сигнал, возникающий в результате химической реакции, которая в результате генерирует сигнал. Аналого-цифровой преобразователь (ADC) (не показан) может быть подключен к выходу буфера , 130, для преобразования аналогового выходного сигнала в цифровой сигнал. Однако, если аналоговый выходной сигнал неоднороден, АЦП, чтобы точно преобразовать аналоговый выходной сигнал в цифровой, потребуются дополнительные биты, выделенные в широком динамическом диапазоне — чем более неравномерным будет выходной сигнал из буфера. 130 , тем больше бит потребуется.Кроме того, если амплитуда полезного сигнала, содержащегося в сигнале, выходящем из выхода буфера , 130, , мала по сравнению со всем выходным сигналом, тем больше неоднородность сигнала влияет на общий сигнал, что приводит к неэффективное распределение битов. Следовательно, смещения и несовпадения предъявляют более высокие требования к битовой глубине. В одном варианте осуществления требуемый динамический диапазон внешнего АЦП может составлять, например, приблизительно 250 мВ. Этот динамический диапазон может обеспечить большие размеры сигнала и высокую степень разрешения.Например, слабый сигнал, который содержится в сигнале с большой амплитудой из-за неоднородного характера сигнала, может иметь требования для достижения уровня шума квантования 10 мкВ и требует разрешения 12-14 бит для АЦП для точного разрешения.

РИС. 2 иллюстрирует примерную блок-схему, включающую компоненты согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Система , 200, может включать в себя пиксель , 210, , транзистор смещения , 230, , блок подавления смещения , 240, и аналого-цифровой преобразователь , 250, .Пиксель , 210, может включать в себя согласованную пару транзисторов: химически чувствительный датчик 211 и транзистор выбора строки 215 , где согласованные транзисторы означают, что транзисторы 211 и 215 имеют одинаковый размер и форму. и введите. Чтобы считаться согласованной парой, не все свойства устройств должны быть идентичными. Например, оба транзистора могут иметь одинаковую ширину и общую диффузионную область, но номинально иметь разную длину затвора.Поскольку устройства расположены на минимальном расстоянии друг от друга, их оксидные области затвора будут хорошо согласованы. Это приводит к тому, что порог устройств хорошо согласовывается по сравнению с устройствами, которые далее разделены. Устройства с разной длиной затвора будут давать измеренную разницу в уровнях выходного сигнала, но все согласованные пары будут вести себя одинаково систематически и сохранять однородность. Одно различие может заключаться в том, что химически чувствительный датчик , 211, может отличаться от транзистора выбора строки , 215, тем, что он имеет химически чувствительную ячейку, соединенную с плавающим затвором, который обеспечивает входной сигнал.Другие различия могут существовать до тех пор, пока различия являются систематическими и остаются неизменными между подобранными парами.

Обычно транзисторы, расположенные близко друг к другу, имеют меньшее рассогласование. Преимущество использования согласованных транзисторов 211 и 215 в одном и том же пикселе состоит в том, что, поскольку транзистор выбора строки находится рядом с химически чувствительным датчиком, он будет иметь меньшее рассогласование транзисторов. Таким образом, эталонный уровень может быть взят из транзистора выбора строки в том же пикселе, что и химически чувствительный датчик, в качестве приблизительного эталонного уровня для транзистора датчика.

Однако все компоненты в пикселе , 210, и транзисторе смещения , 230, могут иметь некоторую форму смещений и рассогласований, которые могут способствовать неравномерности выходного сигнала. Объединенное смещение и рассогласование в пикселе , 210, и транзисторе смещения , 230, может быть дискретизировано в блок подавления смещения 240 и удалено перед аналого-цифровым преобразованием с помощью АЦП 250 . Когда диапазон входного сигнала мал, требования к динамическому диапазону АЦП , 250, могут упасть, например, до 8-битного уровня, поскольку преобразуется только фактический уровень сигнала.Как правило, рассогласование транзисторов устраняется или уменьшается, а отклик датчика становится однородным.

Способ устранения несоответствия будет объяснен со ссылкой на фиг. 2. Транзистор смещения , 230, , который может быть полевым транзистором, может функционировать для смещения пикселя , 210, посредством напряжения смещения vb на затворе транзистора смещения , 230, . АЦП 250 обеспечивает цифровой вывод сигнала от пикселя 210 . Отмена смещения 240 может быть схемой уровня столбца, которая обеспечивает возможности двойной выборки для анализа пикселя 210 .Функции смещения коррекции смещения , 240, могут устранять комбинированные смещения и несовпадения в пикселе , 210, , транзисторе смещения , 230, и любых других компонентах на пути прохождения сигнала. Устройство отмены смещения , 240, может принимать первую выборку всего пути прохождения сигнала при отсутствии сигнала, зарегистрированного на химически чувствительном датчике , 211, . Первый образец может включать в себя комбинированные смещения и рассогласования всех компонентов, например, химически чувствительного датчика 211 и транзистора 215 пикселя 210 и транзистора смещения 230 , на всем пути прохождения сигнала.Вторая выборка пути прохождения сигнала может быть взята с помощью значения измеренного сигнала от химически чувствительного датчика , 211, , включенного в измеренное значение. Вторая выборка всего пути прохождения сигнала может включать в себя комбинированные смещения и рассогласования всех компонентов, например, химически чувствительный датчик 211 и транзистор 215 пикселя 210 и транзистор смещения 230 , в целом путь прохождения сигнала, а также измеренное значение сигнала химически чувствительного датчика 211 .Отмена смещения , 240, может обеспечивать функцию разности, которая вычитает первую выборку из второй выборки, включая значение измеренного сигнала от химически чувствительного датчика 21 , что оставляет значение измеренного сигнала для передачи в АЦП 250 . Таким образом, коррекция смещения , 240, может принимать две выборки, может использовать метод двойной выборки для двух выборок и может удалять смещения и несоответствия пикселя , 210, и транзистора смещения , 230, , используя две выборки перед аналоговым. в цифровое преобразование с помощью АЦП 250 .Требование динамического диапазона ADC 250 может быть уменьшено, поскольку преобразуется только фактический измеренный уровень сигнала химически чувствительного датчика. В конкретном варианте осуществления длина в битах падает до 8-битового уровня, поскольку преобразуется только фактический уровень сигнала. В результате несоответствие компонентов схемы устраняется / уменьшается, а отклик датчика становится однородным.

ФИГ. Фиг.3A и 3B иллюстрируют пример двойной дельта-дискретизации с использованием согласованной пары транзисторов согласно варианту осуществления настоящего изобретения.В схеме , 300, по фиг. 3A, пиксель , 310, может быть смещен источником тока I (например, транзистором, таким как транзистор 230 на фиг. 2). Пиксель , 310, может включать в себя химически чувствительный датчик , 313, и транзистор выбора строки , 315, , оба из которых могут быть полевым транзистором. Для наглядности согласованная пара включает химически чувствительный датчик , 313, и транзистор выбора строки , 315, . Эти устройства считаются согласованной парой из-за их непосредственной близости и свойств в примере на фиг.2. Пиксель , 310, может быть одним из множества пикселей, которые используются в массиве (не показан), который расположен в строках и столбцах. Транзистор выбора , 315, может управляться сигналом выбора строки rs, который используется для выбора пикселя , 310, . В алгоритме коррелированной двойной выборки выборка сигнала может быть взята из устройства в двух разных состояниях. Выборка может быть взята из пикселя , 310, в первом состоянии без входного сигнала (известного или неизвестного, или в режиме сброса), так что любые смещения или несовпадения устройства могут быть охарактеризованы, и другой образец может быть взят из пиксель , 310, во втором состоянии устройства, которое обычно включает в себя входной сигнал.Разница между двумя выборками считается представлением входного сигнала без наличия смещений пикселя , 310, (например, различий при изготовлении транзисторов, таких как разности пороговых напряжений). Однако в настоящем варианте осуществления химически чувствительный датчик , 313, может считываться непрерывно, пока происходит отслеживаемая реакция. Соответственно, нет возможности взять образец без входного сигнала или известного входного сигнала от химически чувствительного датчика , 313, .

В одном примере, реакция, которая отслеживается и считывается непрерывно по мере ее возникновения, может быть ионом водорода (H +), высвобождаемым во время события секвенирования ДНК, которое происходит, когда нуклеотид включается в цепь ДНК с помощью полимеразы. По мере включения каждого нуклеотида высвобождается ион водорода (H +). Поскольку химически чувствительный датчик 313 постоянно считывается в течение периода времени, когда генерируется сигнал включения, химически чувствительный датчик 313 не может быть сброшен, что исключает возможность использования коррелированной двойной выборки для удаления и ослабления смещения.Поскольку фактический химически чувствительный датчик , 313, не может быть измерен без его входного сигнала, фактический химически чувствительный датчик , 313, заменяется его ближайшим соседом, транзистором выбора строки , 315, , чтобы установить корреляцию. Транзистор выбора строки , 315, может обеспечить наиболее близкое приближение характеристик смещения и рассогласования химически чувствительного датчика , 313, , поскольку он локально согласован с химически чувствительным датчиком , 313, .Транзистор выбора строки , 315, , вероятно, может иметь общие рассогласования и смещения с химически чувствительным датчиком , 313 , поскольку транзистор выбора строки , 315, изготовлен с химически чувствительным датчиком , 313 и находится в непосредственной близости от него. Как показано на фиг. 3A, транзистор выбора строки , 315, может быть смещен напряжением V 1 , так что он работает в области насыщения для установления локальной корреляции порогового напряжения (VTH 1 ).По сути, транзистор выбора строки , 315, скрывает входной сигнал, когда он принудительно переходит в насыщение. Напряжение V 1 также меньше, чем VREF, что может быть эффективным уровнем смещения постоянного тока электрода датчика, который появляется на затворе транзистора 313 датчика. Примерное напряжение для V 1 может составлять приблизительно 1,5 В, а примерное напряжение для VREF может составлять приблизительно 2,5 В. Эта локальная корреляция порогового напряжения (VTH 1 ) может использоваться для выполнения (дельта) двойной выборки.Удерживая транзистор выбора строки , 315, в режиме насыщения, незначительный сигнал или шум на сенсорном транзисторе , 313, могут проходить через транзистор выбора строки , 315, во время первой эталонной выборки. Первая выборка сигнала, то есть эталонная выборка, S 1 , является характеристикой транзистора выбора строки , 315, , который является точной заменой химически чувствительного датчика 313 из-за их близости друг к другу.Первая выборка сигнала S 1 может быть равна V 1 — (VTH 1 + ΔV), где ΔV — напряжение перегрузки для смещения транзистора при заданном уровне тока смещения. Это значение может оставаться постоянным в пределах пикселя, но может меняться от пикселя к пикселю и в значительной степени от столбца к столбцу из-за несоответствия тока смещения в схеме смещения на уровне столбца. Первый образец S 1 может быть выведен из схемы , 300, на выходе Sout. ИНЖИР. 3B иллюстрирует получение второй выборки сигнала S 2 .

На ФИГ. 3B, транзистор выбора строки , 315, может быть смещен напряжением V 2 , так что он работает в области триода для установления локальной корреляции порогового напряжения транзистора 313 (VTH 2 ). Напряжение V 2 больше, чем VREF, которое может быть эффективным напряжением питания. VREF может быть постоянным напряжением смещения, которое не меняется между эталонной выборкой и выборкой сигнала. Эта локальная корреляция порогового напряжения (VTH 2 ) может использоваться для выполнения (дельта) двойной выборки.Удерживая транзистор выбора строки , 315, в области триода, ионный сигнал (H +) от химически чувствительного датчика , 313, может проходить через транзистор выбора строки , 315, во время второй выборки сигнала. Химически чувствительный датчик , 313, может работать в области насыщения транзистора. Вторая выборка сигнала S 2 может включать в себя входной сигнал VSig и VREF от химически чувствительного датчика , 313, . Вторая выборка сигнала S 2 может равняться VREF + VSig- (VTH 2 + LV). Вторая выборка S 2 также может выводиться из схемы 300 на выходе Sout.

Функция разности может дать результат S 2 −S 1 как приблизительно равный VSig + (VREF − V 1 ) + (VTH 1 −VTH 2 ), обратите внимание, что постоянные напряжения ΔV отменить. Напряжение (VREF-V 1 ) может быть постоянным напряжением, установленным на опорное напряжение АЦП, и в этом случае АЦП может эффективно удалить член (VRE-V 1 ). Пороговые напряжения VTH 1 и VTH 2 могут быть по существу равными, или разница может быть систематической константой, возникающей в результате конфигурации согласованной пары.Следовательно, результирующий остаток от (VTH 1 -VTH 2 ) может быть минимальным и согласованным по массиву пикселей. Любой постоянный остаток в этом разностном члене может быть поглощен опорным сигналом АЦП. В частности, этот разностный член равен нулю, когда транзисторы имеют одинаковый размер. Если транзисторы не равны по размеру или отличаются друг от друга, полученный остаток можно просто сложить вместе с другими постоянными членами, которые определяют опорное значение АЦП. Это оставляет напряжение сигнала VSig без каких-либо артефактов смещения пикселей, которые необходимо приложить к АЦП.В зависимости от того, где на пути прохождения сигнала собираются выборки, дополнительные артефакты смещения сигнала могут быть собраны в первой выборке и ослаблены во время функции дифференцирования операции двойной дельта-выборки. Это позволяет производить двойную выборку всей сигнальной цепи перед АЦП. Части АЦП также могут стать частью схемы компенсации смещения. Например, если у АЦП есть входной каскад, который подвержен смещениям, эти смещения могут быть отменены как часть двух выборок без необходимости двух отдельных преобразований данных.Конечно, порядок отбора проб может отличаться. Кроме того, напряжения V 1 и V 2 могут быть программируемыми и могут включаться между выбором строки соответствующего пикселя во время считывания и уровнем каскода. В альтернативном варианте осуществления алгоритм двойной выборки также может применяться после АЦП, при этом АЦП выполняет два цикла преобразования данных, а разность между выборками выполняется в цифровой логике. Цифровая логика может быть реализована как аппаратное обеспечение на кристалле или программным или аппаратным обеспечением вне кристалла.Это можно рассматривать как цифровую дельта-двойную дискретизацию. Это дает преимущества, когда несколько АЦП одновременно преобразуют столбцы показаний пикселей и когда АЦП имеют собственные смещения. Кроме того, двойная дельта-двойная выборка может выполняться путем применения функций разности как до АЦП, так и после АЦП. Первая функция дифференцирования может установить в значительной степени однородный сигнал для входа в АЦП, тем самым уменьшая требуемый динамический диапазон АЦП. Вторая функция разности может быть размещена после АЦП для отмены смещений в АЦП.Первая и вторая функции дифференцирования производят полное устранение смещения всех компонентов схемы. При таком подходе эффекты второго порядка, которые возникают из-за неидеальности передаточных функций базовой схемы, могут быть уменьшены, поскольку однородность сохраняется во всех точках сигнальной цепи.

Вышеописанная двойная дельта-дискретизация согласованной пары (MPDDS) работает путем дискретизации всего тракта сигнала, сначала без входного сигнала, а затем, во-вторых, с входным сигналом. Путем вычитания двух отсчетов перед аналого-цифровым преобразованием преобразуется только разница (дельта) между отсчетами.Эта разница в выборках представляет собой фактический сигнал без неоднородности. Поскольку уровень сигнала мал по сравнению со смещениями, которые удаляются в процессе MPDDS, достигается значительная экономия разрешения (битовой глубины) АЦП. Кроме того, сокращается последующая обработка для устранения любых неоднородностей между образцами. Например, смещения в типичной сигнальной цепи могут достигать 200 мВ, в то время как диапазон сигнала находится в пределах диапазона 1 мВ. Без компенсации смещения необходимо установить динамический диапазон не менее 200 мВ, даже если диапазон сигнала составляет 1 мВ.При отмене смещения, предполагая, что неоднородность уменьшается до диапазона уровня сигнала, динамический диапазон может быть уменьшен до 2 мВ. Это представляет 100-кратное уменьшение динамического диапазона АЦП (примерно 7 битов уменьшения) в этом примере.

РИС. 4 иллюстрирует систему согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Система , 400, может включать в себя четыре блока схемы: пиксель , 410, , схему выборки столбца 420 , компаратор , 406, и фиксатор столбца , 430, .Транзистор смещения , 405, может смещать пиксель , 410, на основе сигнала смещения vb. Транзистор , 408, может обеспечивать сигнал предварительной зарядки на основе управляющего входа sw. Этот транзистор , 408, может быть любого типа в зависимости от того, предварительно заряжен ли столбец до напряжения питания, напряжения подложки или некоторого другого опорного напряжения между напряжениями питания и подложки. Пиксель , 410, может быть двухтранзисторной конструкцией с транзистором выбора строки , 414, , подключенным к истоку химически чувствительного датчика , 412, .Сток химически чувствительного датчика , 412, может быть подключен к напряжению питания Vdda. На практике это может быть строка столбца, подключенная к напряжению питания Vdda. Исток транзистора выбора строки , 414, может выводить сигнал из пикселя , 410, и подключаться к схеме 420 выборки столбца и транзистору смещения , 405, . Образец , 420, столбца может обеспечивать схему считывания для считывания пикселей , 410, . Образец столбца 420 может включать в себя источник тока с двойным каскодом, включая транзисторы 421 , 423 и 427 (которые образуют источник тока) и транзисторы 425 и 420 (которые образуют переключатели для включения источник тока), конденсатор выборки C 1 , транзистор сброса , 422 и транзистор управления током , 424 .Входные сигналы Vbp, Vbpc и Vbpcc обеспечивают соответствующие сигналы смещения для смещения тока, создаваемого соответствующими транзисторами 421 , 423 и 427 . Компаратор , 406, может обеспечивать функцию сравнения для входа, полученного от схемы , 420, выборки столбца, и опорного напряжения Vramp. Компаратор , 406, может иметь инвертирующие и неинвертирующие входы, управляющие входы и выход, и может быть усилителем с высоким коэффициентом усиления с низким уровнем шума, приведенного к входу.Полоса пропускания компаратора , 406, может управляться внутренними или внешними управляющими сигналами (не показаны) из схемы управления для изменения полосы пропускания компаратора, так что полоса пропускания компаратора может быть изменена с одной фазы на другую в зависимости от функции. что требуется от компаратора 406 . Компаратор , 406, может быть подключен к защелке колонки , 430, . Защелка стойки , 430, может быть SR-защелкой. Защелка , 430, может быть сброшена с помощью «latch_rst» и установлена ​​либо с помощью «latch_set», либо с помощью выхода компаратора.Выходной сигнал схемы 430 защелки может быть возвращен в образец 420 колонки.

В процессе работы компаратор , 406, и схема фиксации столбца , 430, могут использоваться для компенсации смещения во время первой фазы выборки, а затем использоваться для аналого-цифрового преобразования во второй фазе. Следовательно, единственной дополнительной схемой, необходимой для системы MPDDS , 400, , может быть конденсатор выборки и несколько транзисторов. Конденсатор выборки C 1 может быть меньше требуемого уровня шума KTC за счет сохранения полосы пропускания компаратора 406 большей, чем ширина полосы зеркала источника тока, сформированного транзисторами 421 , 423 и 427 . .Снижение шума KTC, достигаемое в конденсаторе выборки, известно специалистам в данной области техники. Здесь шумоподавление KTC используется с двойной дельта-дискретизацией, чтобы добиться подавления смещения с небольшими размерами компоновки. Поскольку компаратор используется во время захвата первой выборки, а затем во время цикла АЦП, который преобразует вторую выборку за вычетом первой выборки, смещение компаратора и, следовательно, смещение АЦП в значительной степени устраняется. Следовательно, схема подавления смещения и АЦП в значительной степени объединены вместе как один блок, при этом выполняя отдельные операции.

РИС. 5 иллюстрирует синхронизацию работы системы , 400, MPDDS по фиг. 4. Синхронизация системы , 400, MPDDS может быть разделена на пять этапов работы, как показано на фиг. 5: фаза предварительной зарядки, фаза выбора строки (select_rst); фаза отмены смещения; выбрать фазу сигнала и преобразовать фазу.

Во время фазы предварительной зарядки линия столбца пикселя , 410, может переключаться на постоянный уровень смещения, такой как аналоговая земля. Col_latch , 430, может быть сброшен путем переключения «latch_rst» на низкий уровень.В то же время клемма конденсатора выборки C 1 на транзисторе , 422, может быть переключена на землю и удерживаться на низком уровне в течение последующей фазы выбора строки. На этапе предварительной зарядки устанавливаются начальные условия смещения. На этом этапе строки не выбираются, поэтому линия столбцов пикселей, представленная vpix, приводится к начальным условиям смещения. При использовании МОП-транзисторов с отрицательным пороговым напряжением уровень предварительной зарядки может быть установлен на уровень выше, чем у земли, чтобы эффективно отключать невыбранные пиксели.

Во время фазы выбора строки линия «rs» может быть переключена на напряжение среднего уровня (например, 1,5 В), которое заставляет устройство выбора строки 414 войти в насыщение и зарядить строку столбца. Опорное напряжение на химически чувствительном датчике 412 может быть на более высоком уровне, чем линия «rs» во время этой фазы (например, 2,5 В). Это гарантирует, что устройство выбора строки , 414, останется в состоянии насыщения. Во время фазы выбора строки значение строки столбца может быть приведено к напряжению затвора устройства выбора строки , 414, за вычетом порогового напряжения и напряжения перегрузки затвор-исток, требуемого для данного тока смещения.Поскольку на затворе устройства выбора строки , 414, поддерживается более низкое напряжение, чем на затворе химически чувствительного датчика , 412, , устройство выбора строки , 414, работает в области насыщения и не ведет себя как переключатель. Поскольку выходное сопротивление стока устройства выбора строки 414 очень велико, сигнал и шум в источнике химически чувствительного датчика 412 не могут модулировать источник устройства выбора строки 414 .Это блокирует сигнал и шум на входе пикселя во время фазы отмены смещения. Следовательно, вместо сброса пикселя , 410, , чтобы получить значение корреляции, сигнал из тракта данных блокируется путем принуждения устройства , 414, выбора строки к насыщению. Подробности условий смещения и уравнений обсуждались выше применительно к фиг. 3A и 3B.

При входе в фазу отмены смещения линия «A» отключается, а линия «B» включается. Это заставляет клемму «vp» на компараторе , 406, начать зарядку.Когда клемма «vp» поднимается выше уровня «vramp», может сработать компаратор , 406, , который отключает источник тока 436 и устанавливает первый уровень выборки. Поскольку компаратор 406 имеет более широкую полосу пропускания, чем схема зарядки, которая формирует источник тока, напряжение теплового шума на конденсаторе C 1 снижается до менее чем sqrt (KT / C). Смещение для сигнальной цепи теперь сохраняется в конденсаторе выборки C 1 .Затем обе линии ‘A’ и ‘B’ отключаются, и защелка , 430, снова сбрасывается, в то время как линия vramp к компаратору 406 увеличивается до максимального уровня, который может превышать эффективный выходной уровень смещение и уровень сигнала на химически чувствительном датчике 412 . Период отмены смещения может содержать временные последовательности, которые эффективно имитируют контур отрицательной обратной связи, который доводит напряжение конденсатора C 1 до значения, необходимого для соответствия опорному напряжению на компараторе, установленном входом Vramp.Цель состоит в том, чтобы зарядить конденсатор выборки C 1 до значения, которое заставляет компаратор 406 срабатывать для заданного задания на входе Vramp в компаратор 406 . Поскольку компаратор , 406, и путь данных к компаратору , 406, остаются неизменными от периода выбора строки до периода выбора сигнала, компаратор 406 всегда срабатывает, когда применяется одно и то же дифференциальное напряжение. Следовательно, первая выборка на компараторе , 406, эффективно «характеризует» тракт данных и сохраняет значение, необходимое для обнуления компаратора и тракта данных.Узел vp первоначально запускается при напряжении, установленном во время периода предварительной зарядки, например при заземлении. Напряжение vp может быть инициализировано до напряжения ниже опорного напряжения vramp, включая величину полного рассогласования между всеми компараторами , 406, . Когда линия A освобождается, а линия B активируется, и источник тока (например, источник тока, сформированный из транзисторов 421 , 423 и 427 ) начинает заряжать конденсатор C 1 .По сути, вход (vramp) в компаратор 406 перехватывается входом vp до тех пор, пока не сработает компаратор 406 . После срабатывания компаратора , 406, источник тока отключается, и значение, необходимое для запуска компаратора , 406, , фиксируется в конденсаторе C 1 . Теперь, когда это значение зафиксировано в конденсаторе C 1 , любые новые входные уровни, представленные в строке vpix (т. Е. В строке столбца), будут представлены компаратору 406 только как разница (дельта) между новым значением и начальное значение.Следовательно, вычитание между отсчетами заложено в конфигурации. Полоса пропускания компаратора , 406, на этой фазе может управляться так, чтобы она соответствовала определенной первой полосе пропускания, чтобы обеспечить быструю работу и подавление шума KTC.

Во время фазы сигнала выбора линия «rs» переключается на самый высокий потенциал, что толкает устройство выбора строки 414 в область триода. Уровень сигнала химически чувствительного датчика 412 теперь отображается в строке столбца, прикрепленной к конденсатору выборки C 1 .Напряжение химически чувствительного датчика , 412, затем подается через конденсатор выборки C 1 и удерживается, пока напряжение vramp падает.

Во время фазы преобразования (или фазы сигнала выбора) счет кода Грея может быть распределен по всем столбцам. Когда срабатывает компаратор 406 , «dout» становится высоким и фиксируется в счетчике кода Грея (не показан), который представляет цифровое значение пикселя 410 . Линия линейного нарастания (например, Vramp) может быть установлена ​​на напряжение, которое всегда превышает новое напряжение vpix.Чтобы начать аналого-цифровое преобразование, линия vramp может уменьшать напряжение синхронно со счетчиком кода Грея. Когда значение линейного изменения (Vramp) вызывает срабатывание компаратора , 406, , соответствующий код Грея фиксируется в локальных регистрах, соответствующих этой строке столбца. Затем зафиксированный код серого представляет собой сигнал отмены смещения. Полоса пропускания компаратора , 406, на более поздней фазе преобразования может управляться так, чтобы она находилась на второй полосе пропускания, чтобы обеспечить более медленную работу по сравнению с более ранней фазой отмены смещения.Работая медленнее, компаратор может обеспечивать фильтрацию теплового флюидного шума, создаваемого системой.

Фаза компенсации смещения была описана с помощью компаратора 406 , защелки 430 и источника тока в образце 420 столбца для зарядки конденсатора выборки C 1 . В качестве альтернативы можно использовать непрерывную обратную связь и рассматривать компаратор , 406, как операционный усилитель. В этом случае выход усилителя переключается на инвертирующий входной терминал усилителя.Высокое усиление в компараторе , 406, вынуждает входные клеммы практически сравняться. Таким образом, смещение компаратора , 406, и смещения перед конденсатором C 1 дискретизируются и отменяются, когда усилитель работает в конфигурации разомкнутого контура во время фазы преобразования. В этом случае непрерывный цикл отрицательной обратной связи выполняет требуемую отмену смещения. Метод, описанный с использованием конфигурации защелки столбца, может использовать конденсатор меньшего размера, чем реализация с непрерывным временем, потому что тепловой шум от дискретизации может быть уменьшен при правильном распределении полос пропускания.Компаратор может иметь большую полосу пропускания, чем схема зарядки источника тока. Для достижения этой большей полосы пропускания выходное сопротивление схемы зарядки может поддерживаться на высоком уровне за счет использования нескольких каскодных устройств.

РИС. 6 иллюстрирует альтернативный вариант осуществления системы MPDDS согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Подобно системе , 400, , описанной на фиг. 4, система , 600, может включать в себя пиксель , 610, , схему выборки столбца , 620 , компаратор , 606, и фиксатор столбца , 630 .Транзистор смещения , 605, может смещать пиксель , 610, на основе сигнала смещения vb. Пиксель , 610, может представлять собой двухтранзисторную конструкцию с транзистором выбора строки , 614, , подключенным к истоку химически чувствительного датчика , 612 . Сток химически чувствительного датчика , 612, может быть подключен к напряжению питания Vdda. Исток транзистора , 614, выбора строки может выводить сигнал из пикселя , 610, и подключаться к схеме , 620, выборки столбца и транзистору смещения , 605, .Образец , 620, столбца может обеспечивать схему считывания для считывания пикселей , 610, . Образец столбца 620 может включать в себя транзисторы 621 , 623 , 624 и 629 (которые образуют зеркальный источник тока), конденсатор выборки C 1 , транзистор сброса 622 и ток Рулевой транзистор 624 . Компаратор , 606, может обеспечивать функцию сравнения для входа, полученного от схемы , 620, выборки столбца, и опорного напряжения Vramp.Компаратор , 606, может быть усилителем с высоким коэффициентом усиления и низким уровнем шума, приведенного к входу. Компаратор , 606, может быть подключен к защелке колонки , 630, . Защелка стойки , 630, может быть SR-защелкой. Защелка , 630, может быть сброшена с помощью «Latch_reset» и установлена ​​либо с помощью latch_set, либо с помощью выхода компаратора. Выходной сигнал схемы , 630, защелки может быть возвращен в образец , 620, столбца.

В работе система , 600, работает практически так же, как описанная выше система 400 .Система , 600, также может работать согласно временной диаграмме фиг. 5. Основное отличие состоит в том, что конфигурация схемы образца колонки 620 отличается от схемы образца колонки 420 (сформирована из транзисторов 421 , 423 — 425 , 427 и 429 ) . В частности, зеркальный источник тока, сформированный из транзисторов 621 , 623 , 624 и 629 для зарядки конденсатора выборки C 1 , отличается.На фиг. 4 ток перенаправляется при срабатывании защелки, тогда как ток просто отключается на фиг. 6. Хотя любая конфигурация обеспечивает правильную работу системы MPDDS 600 или 400 , конфигурация образца 420 столбца на фиг. 4 имеет преимущество в том, что ток, подаваемый в схему , 400, во время периода отмены, является постоянным. Работа с постоянным током может уменьшить помехи в источниках питания (не показаны), которые в противном случае могли бы повредить другие цепи, выполняющие ту же операцию.Другим отличием схемы , 620, образца колонки может быть конфигурация инверторов 631 по сравнению с инверторами в схеме 420 колонки. Конфигурация инвертора , 631, может обеспечивать дополнительную задержку по сравнению с инверторами в схеме 420 столбца выборки.

Могут возникнуть два разных несоответствия: несовпадение тока и несоответствие порогового значения. Используя вышеописанный способ двойной выборки в варианте осуществления пикселя с одним (1) транзистором, двойная выборка может выполняться против согласования тока.В единственном химически чувствительном транзисторном пикселе дополнительный транзистор (ы) вне пикселя (называемый транзистором характеристики) может использоваться для устранения несоответствия; в той степени, в которой характеристический транзистор в остальном спроектирован так, чтобы быть меньше, чем химически чувствительный транзистор, характеристический пиксель может быть увеличен до приблизительного размера химически чувствительного транзистора (за исключением структуры с плавающим затвором), чтобы уменьшить рассогласование. Выборки сигнала (тока или напряжения), взятые из транзистора (ов) дополнительной характеристики, могут использоваться для определения характеристик смещений и рассогласований одиночного химически чувствительного транзисторного пикселя.В варианте осуществления пикселя с одним транзистором дополнительные транзисторы могут быть дискретизированы для обеспечения эталонной выборки, которая характеризует пиксель, и пиксель может быть дискретизирован. В частности, ток пикселя может быть дискретизирован, и ток может быть переключен для прохождения через большие транзисторы за пределами пикселя, и ток через большие транзисторы может быть дискретизирован. Двойная дельта-выборка может быть взята между током пикселя в одной выборке и током характеристического транзистора в другой выборке.Обратите внимание, что несовпадение пороговых значений может быть минимальным.

Несовпадение и смещения устраняются без увеличения временного шума. Следует отметить, что при уменьшении несоответствия между пикселями все другие смещения на пути прохождения сигнала удаляются. Другие преимущества могут заключаться, например, в том, что низкочастотный шум (шум мерцания) может уменьшаться из-за быстрой двойной выборки. Помимо возможности удаления смещения на уровне пути прохождения сигнала, смещение также может быть удалено на уровне пикселя , 310, для каждого отдельного пикселя.В частности, шум 1 / f в компараторе уменьшается с использованием двойной дельта-дискретизации, поскольку интервал между отсчетами компаратора уменьшается на несколько порядков.

Хотя изобретение было описано выше со ссылкой на конкретные варианты осуществления, изобретение не ограничивается вышеупомянутыми вариантами осуществления и конкретными конфигурациями, показанными на чертежах. Рабочие процессы также не ограничиваются показанными в примерах. Специалисты в данной области техники поймут, что изобретение может быть реализовано другими способами, не выходя за рамки сущности и существенных особенностей изобретения.Таким образом, настоящие варианты осуществления следует рассматривать во всех отношениях как иллюстративные, а не как ограничительные. Объем изобретения указывается прилагаемой формулой изобретения, а не предшествующим описанием, и поэтому предполагается, что все изменения, которые входят в значение и диапазон эквивалентности формулы изобретения, включены в нее.

Несколько вариантов осуществления настоящего изобретения конкретно проиллюстрированы и описаны в данном документе. Специалисты в данной области техники могут понять из вышеприведенного описания, что настоящее изобретение может быть реализовано во множестве форм и что различные варианты воплощения могут быть реализованы по отдельности или в комбинации.В других случаях хорошо известные операции, компоненты и схемы не были описаны подробно, чтобы не затруднять понимание вариантов осуществления. Можно принять во внимание, что конкретные структурные и функциональные детали, раскрытые в данном документе, могут быть репрезентативными и не обязательно ограничивают объем вариантов осуществления. Следовательно, хотя варианты осуществления настоящего изобретения были описаны в связи с их конкретными примерами, истинный объем вариантов осуществления и / или способов настоящего изобретения не должен ограничиваться таким образом, поскольку другие модификации станут очевидными для квалифицированного практикующего специалиста после изучение чертежей, спецификации и следующей формулы изобретения.

Различные варианты осуществления могут быть реализованы с использованием аппаратных элементов, программных элементов или их комбинации. Примеры аппаратных элементов могут включать в себя процессоры, микропроцессоры, схемы, элементы схем (например, транзисторы, резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности и т. Д.), Интегральные схемы, специализированные интегральные схемы (ASIC), программируемые логические устройства (PLD), цифровой сигнал. процессоры (DSP), программируемая вентильная матрица (FPGA), логические вентили, регистры, полупроводниковые устройства, микросхемы, микрочипы, наборы микросхем и т. д.Примеры программного обеспечения могут включать в себя программные компоненты, программы, приложения, компьютерные программы, прикладные программы, системные программы, машинные программы, программное обеспечение операционной системы, промежуточное программное обеспечение, микропрограммное обеспечение, программные модули, процедуры, подпрограммы, функции, методы, процедуры, программные интерфейсы, прикладную программу. интерфейсы (API), наборы команд, вычислительный код, компьютерный код, сегменты кода, сегменты компьютерного кода, слова, значения, символы или любая их комбинация. Определение того, реализован ли вариант с использованием аппаратных элементов и / или программных элементов, может варьироваться в соответствии с любым количеством факторов, таких как желаемая скорость вычислений, уровни мощности, допуски на нагрев, бюджет цикла обработки, скорости входных данных, скорости выходных данных, ресурсы памяти. , скорости шины данных и другие ограничения конструкции или производительности.

Некоторые варианты осуществления могут быть реализованы, например, с использованием машиночитаемого носителя или предмета, который может хранить инструкцию или набор инструкций, которые, если они выполняются машиной, могут заставить машину выполнять метод и / или операции в в соответствии с вариантами осуществления. Такая машина может включать в себя, например, любую подходящую платформу обработки, вычислительную платформу, вычислительное устройство, устройство обработки, вычислительную систему, систему обработки, компьютер, процессор и т.п., и может быть реализована с использованием любой подходящей комбинации аппаратного обеспечения и / или программное обеспечение.Машиночитаемый носитель или изделие может включать в себя, например, любой подходящий тип модуля памяти, запоминающего устройства, запоминающего устройства, запоминающего устройства, запоминающего устройства, запоминающего устройства, носителя данных и / или запоминающего устройства, например, памяти, съемного или несъемный носитель, стираемый или нестираемый носитель, записываемый или перезаписываемый носитель, цифровой или аналоговый носитель, жесткий диск, дискета, компакт-диск только для чтения (CD-ROM), записываемый компакт-диск (CD-R), Перезаписываемый компакт-диск (CD-RW), оптический диск, магнитный носитель, магнитооптический носитель, съемные карты или диски памяти, различные типы универсальных цифровых дисков (DVD), лента, кассета и т.п.Инструкции могут включать в себя любой подходящий тип кода, такой как исходный код, скомпилированный код, интерпретируемый код, исполняемый код, статический код, динамический код, зашифрованный код и т.п., реализованный с использованием любого подходящего высокоуровневого, низкоуровневого объекта. -ориентированный, визуальный, компилируемый и / или интерпретируемый язык программирования.

PT-симметричный интерференционный транзистор

% PDF-1.4 % 1 0 объект > эндобдж 2 0 obj > поток application / pdfdoi: 10.1038 / s41598-018-34132-0

% PDF-1.6 % 858 0 объект > эндобдж xref 858 89 0000000016 00000 н. 0000003134 00000 п. 0000003320 00000 н. 0000004169 00000 п. 0000004844 00000 н. 0000005617 00000 н. 0000006343 00000 п. 0000006834 00000 н. 0000006970 00000 п. 0000007655 00000 н. 0000008127 00000 н. 0000008259 00000 н. 0000008314 00000 н. 0000008926 00000 н. 0000008979 00000 н. 0000009067 00000 н. 0000009718 00000 н. 0000009807 00000 н. 0000011828 00000 п. 0000011983 00000 п. 0000012173 00000 п. 0000012378 00000 п. 0000012889 00000 п. 0000013319 00000 п. 0000013654 00000 п. 0000013836 00000 п. 0000014265 00000 п. 0000014781 00000 п. 0000016715 00000 п. 0000016886 00000 п. 0000018639 00000 п. 0000020411 00000 п. 0000020833 00000 п. 0000021023 00000 п. 0000022847 00000 п. 0000023123 00000 п. 0000023485 00000 п. 0000024143 00000 п. 0000024548 00000 п. 0000026339 00000 п. 0000026740 00000 п. 0000027217 00000 п. 0000027387 00000 п. 0000027875 00000 п. 0000028160 00000 п. 0000028446 00000 п. 0000028615 00000 п. 0000028813 00000 п. 0000028971 00000 п. 0000029167 00000 п. 0000029610 00000 п. 0000030044 00000 п. 0000030338 00000 п. 0000030692 00000 п. 0000031162 00000 п. 0000031576 00000 п. 0000033245 00000 п. 0000033638 00000 п. 0000035676 00000 п. 0000044010 00000 п. 0000049266 00000 п. 0000051461 00000 п. 0000052270 00000 п. 0000055111 00000 п. 0000055787 00000 п. 0000056231 00000 п. 0000056279 00000 п. 0000061009 00000 п. 0000063776 00000 п. 0000063840 00000 п. 0000067245 00000 п. 00000 00000 н. 00000 ^{00000 п. 00000 00000 п. 0000106593 00000 н. 0000106871 00000 н. 0000107310 00000 п. 0000107595 00000 п. 0000107688 00000 н. 0000107779 00000 п. 0000108281 00000 п. 0000108559 00000 н. 0000108644 00000 н. 0000108928 00000 н. 0000109195 00000 п. 0000125399 00000 н. 0000138916 00000 н. 0000152164 00000 н. 0000002076 00000 н. трейлер ] >> startxref 0 %% EOF 946 0 объект > поток x ڜ Tkh [e ~ sɹ $ Ē @; F Ә4C’M & k & Ymz! @ 0P?% / Y>}

Закупаем транзисторы в Украине у физических и юридических лиц

Покупаем транзисторы различных типов, бывшие в употреблении в Советском Союзе.Нас интересуют: КТ; 2 т; КП; 2 П, в круглом плоском металлическом корпусе, а также силовые транзисторы.

Посмотреть фото транзисторов или перейти к прайс-листу.

Транзисторы КТ, 2Т, КП, 2П

Транзисторы: КТ, 2Т, КП, 2П 2Т, КТ 930, 931, 958, 960 и другие, 2Т 862, 866 и др., 2Т, КТ 9104, 3П, 2Т 962, 602 и др., 2Т, КТ 966, 2Т , КТ 965, 2П, КП 701, 702, 703, 803, 2Т, КТ 920, 922, 934, 962 и др., 2Т, КТ, 2П, КП 610, 905, 907, 939 и др., 2Т 951, 11.2Т , КТ 964, 950, 970 и др., 2Т, КТ 909, 13.2Т, КТ 919 и т. Д., 2Т, КТ 606, 904, 907 и др., 2Т, КТ, 2П, КП 921, 903, 905, 2Т, КТ 3120, 3101, 372 и др., 2Т3123 , 18.2Т, КТ, П 307, 308, 601, 603, 608, 2Т, КТ 505, 630, 708, 830 и др., 2Т, КТ, 2П, КП 103, 201, 203, 208, 350 и др., 2Т , КТ, 2П, КП 904, 912, 944, 947 и др., 2Т, КТ 704, 926, 935 и др., КТ801, тиристоры 2У, КУ, 1Т, ГТ 311, воплощенные транзисторы., П701, КТ 815, 816, 817, 940, 961 и др., КТ 201, 203, 502 и др., Оптопары ОЭП-16, 2Т, КТ 802, 803, 808, 809, 908., 2Т, КТ 301, 312 и др., 2Т, КТ 301, 312 (белый) и др., Оптотиристоры-разветвители 3ОУ, АОУ, 3ОТ, АОТ.

Купим транзисторы зарубежного производства в керамическом, круглом, планарном корпусе DIR. Интересуют закупочные индикаторы AЛC (3ЛC) 321; 324; 338; 333 и светодиоды.

Вы можете доставить радиодетали к нам как самостоятельно на нашем складе, так и по почте, воспользовавшись услугами службы доставки «Новая Почта». Если у вас большое количество транзисторов, мы можем приехать к вам по адресу и забрать детали.

Что такое транзистор?

Термин «транзистор» — это слово английского происхождения, которое означает «преобразователь», «сопротивление». Транзистор представляет собой полупроводник, который предназначен по любой схеме для преобразования сопротивления, усиления и генерации процессов электрических колебаний. Транзистор — это своего рода кристалл в пластиковом или металлическом корпусе с тремя выводами.

В настоящее время широко используются биполярные и полевые транзисторы. Полевые транзисторы используются в устройствах цифровой радиоэлектроники из-за их быстродействия и экономичности.

Уважаемые потенциальные покупатели, ждем ваших предложений!

Биполярный переходной транзистор (Bjt) — Курсовая работа

Похожие документы