МАЛОГАБАРИТНЫЙ ЧАСТОТОМЕР

В. Скрыпник

Прибор предназначен для измерения частоты периодических сигналов частотой до 40 МГц при входном напряжении 50 мВ и выше. Его особенностью является пофрагментная индикация измеряемой частоты на четырехразрядном индикаторе. В зависимости от требуемой точности измерение производится в три этапа.

Для грубой оценки частоты обычно достаточно знать целое число мегагерц и сотни и десятки килогерц. При этом внимание измеряющего не рассеивается на прочтение всего восьмиразрядного числа — ему важны только числа в старших разрядах. С другой стороны, встречаются измерения, когда важны значения частоты в младших разрядах, например, при подготовке частоты кварцевых резонаторов, исследовании узкополосных фильтров и т. д. Допустим, измеряемая частота равна 28152,658 кГц. Если нужна только грубая оценка частоты, выраженная в мегагерцах, то нажимаем кнопку “МГц”. На индикаторе при этом будет число 28,15. В том же случае, когда требуется большая точность, нажимаем кнопку “кГц” — на индикаторе будет индицироваться число 152,6. В данном случае число 28, соответствующее целому числу мегагерц, “уходит” в переполнение и не индицируется. Если снова необходимо уточнение значения частоты, то нажимаем кнопку “Гц”. При этом на индикаторе будет высвечиваться число 2658, представляющее собой остаток измеряемой частоты в герцах. Это очень удобно при измерении большого числа близких частот. Кроме того, такое построение частотомера позволяет сократить число микросхем и знаковых индикаторов по сравнению с обычным восьмиразрядным частотомером.

Принципиальная схема частотомера изображена на рис. 1. Напряжение измеряемой частоты поступает через разъем XI и конденсатор С1 на вход формирователя прямоугольных импульсов. На транзисторах V3, V5 и V6 собран широкополосный усилитель-ограничитель. Полевой транзистор V3 обеспечивает прибору высокое входное сопротивление. Диоды VI и V2 предохраняют транзистор V3 от повреждения при случайном попадании на вход прибора высокого напряжения. Цепочкой C2R2 осуществляют частотную коррекцию входа усилителя.

Транзистор V7, включенный эмиттерным повторителем, согласует выход усилителя-ограничителя со входом логического элемента D1.1 микросхемы D1, обеспечивающей дальнейшее формирование прямоугольных импульсов. Сигнал проходит последовательно через четыре элемента 2И-НЕ D1.1…D1.4. С выхода элемента D1.4 сформированные импульсы поступают на счетный вход (<) — триггера D2. Входная частота делится на 2 и не превышает 20 МГц, что позволяет последующие ступени деления выполнить на микросхемах серии К133.

Рис. 1. Принципиальная схема малогабаритного частотомера
Щелкани мЫшей для посмотрения

С выхода триггера D2 измеряемая частота подается на вход 4 элемента запрета D23.4. На вход 5 этого элемента поступают импульсы разрешения счета с узла управления, а с его выхода 6 импульсы идут на первый декадный делитель частоты D12. С выходов этой микросхемы число в двоично-десятичной форме поступает на триггеры памяти D13, которые предотвращают мелькание цифр на индикаторе в процессе счета. С выходов микросхемы D13 двоично-десятичное число подается на входы дешифратора D14, к выходам которого подключен десятичный знаковый индикатор Н4, индицирующий младший разряд числа.

С выхода 11 декадного счетчика D9 импульс переноса поступает на вход счетчика старшего разряда. На входы 3 и 12 триггеров памяти D4, D7, D10, D13 поступают импульсы перезаписи с узла управления, а на вход 3 декадных делителей D3, D6, D9, D12 — импульсы сброса.

Датчик временного интервала собран на микросхемах D15…D21. Задающий тактовый генератор собран на микросхеме D15 и кварцевом резонаторе Z1 на частоту 5 МГц. Коррекция частоты осуществляется конденсаторами С6 и С7. Декадные делители частоты собраны на микросхемах D16…D21. Нижние (по схеме) секции кнопочных переключателей S1 и S2, а также переключатель S3 служат для установки точности измерения частоты, а верхние секции переключателей S1 и S2 для переключения соответствующей запятой. Индикация запятых осуществляется светодио-дами V8 и V9. С выхода 11 декадного делителя D21 на вход узла управления поступают тактовые импульсы частотой следования 50 кГц при нажатой кнопке S1 “МГц”, 500 Гц — при нажатой кнопке S2 “кГц” и 5 Гц — если нажата кнопка S3 “Гц”.

Узел управления собран на микросхемах D22…D25. Он вырабатывает импульсы разрешения счета, перезаписи числа в триггерах памяти и импульсы сброса декадных счетчиков. Весь цикл счета происходит в течение двенадцати тактовых импульсов и составляет 240 мкс, 24 мс или 2,4 с на пределах измерения “МГц”, “кГц” и “Гц” соответственно. Причем в течение первых десяти тактовых импульсов разрешено прохождение импульсов измеряемой частоты на вход декадных счетчиков. В течение одиннадцатого тактового импульса вырабатывается импульс перезаписи, а в течение двенадцатого — импульс сброса.

На микросхеме D22 собран делитель на 12. В течение первых десяти тактов на ее выводах 9 я 11 действует логический 0, а на выводе 3 элемента D23.1—логическая 1, разрешающая прохождение сигнала через элемент D23.4.

Рис. 2. Принципиальная схема блока питания малогабаритного частотомера

Импульсы перезаписи вырабатываются на выходе элемента ЗИ-НЕ D24.2, а импульсы сброса — элементом D24.3. Через соответствующие инверторы микросхемы D25 и D24.1 эти импульсы поступают к триггерам памяти и декадным счетчикам.

Схема блока питания, обеспечивающего частотомеру напряжение +5 В для питания микросхем и +200 — для питания знаковых индикаторов Н1…Н4, показана на рис. 2. Стабилизатор напряжения +5 В собран на микросхеме А1 и транзисторе V10. Переменным резистором R20 устанавливают выходное напряжение 5В. Для уменьшения мощности, рассеиваемой транзистором V10, в его эмиттерную цепь включен проволочный резистор R23. Цепочка R22C11 снижает пульсации напряжения на выходе стабилизатора.

Без изменения параметров частотомера вместо микросхем К130ЛАЗ (D1) и К130ТВ1 (D2) можно использовать аналогичные им микросхемы серии К131, а вместо микросхем D3…D25 соответствующие им из серии К155. В формирователе импульсов полевой транзистор КПЗОЗД (V3) можно заменить на КПЗОЗ или КП307 с любым буквенным индексом, транзистор КТ347 (V5) — на КТ326, а КТ368 (V6, V7) —на КТ306.

Дроссель L1 типа Д-0,1 или самодельный — 45 витков провода ПЭВ-2 0,17, намотанных на каркасе диаметром 8 мм. Все переключатели типа П2К.

Знаковые индикаторы Н1…Н4 могут быть любого другого типа. Причем, если они имеют встроенную “запятую”, то светодиоды V8, V9 и резисторы R18, R19 можно исключить и переключать соответствующие катоды “запятых”.

Рис. 3. Внешний вид частотомера

Рис. 4. Схема размещения деталей и блоков прибоа в футляре

В стабилизаторе напряжения блока питания можно применить микросхему К142ЕН1 с любым буквенным индексом. Транзистор П202 можно заменить любым другим из серий П213…П217. Для выпрямителя пригодны другие диоды, рассчитанные на прямой ток не менее 1 А, Диод КД105В можно заменить на Д226Б или Д7Ж.

Трансформатор блока питания выполнен на магнито-проводе Ш16Х32. Обмотка I содержит 1830 витков провода ПЭВ-1 0,15, обмотка II—1800 витков провода ПЭВ-1 0,1, обмотка III — 90 витков провода ПЭВ-1 0,8.

Внешний вид частотомера показан на рис. 3, а расположение плат внутри корпуса — на рис. 4. Цифровые индикаторы и кнопочные переключатели S1…S4 расположены на верхней панели. Входной разъем установлен на боковой стенке рядом с платой формирователя импульсов. На боковых стенках корпуса установлена откидывающаяся металлическая ручка для переноски частотомера и установки его в наклонном положении. На рис. 5 приведен рисунок токонесущих проводников и расположение деталей на печатной плате формирователя импульсов. Чертеж основной, платы здесь не дается, так как он зависит от используемых в частотомере микросхем.

Рис. 5. Плата формирователя импульсов:
а — печатный монтаж; 6 — расположение элементов (зеркально)

Правильно собранная цифровая часть частотомера регулировки обычно не требует. В незначительной коррекции частоты нуждается задающий кварцевый генератор. Это осуществляется подстроечным конденсатором С7. Контроль частоты ведется по какому-либо промышленному частотомеру или по KB приемнику, настроенному на частоту 5, 10 или 15 МГц, где работают станции точной частоты, и времени. Установку частоты задающего генератора производят по нулевым биениям с сигналом образцовой частоты.

Для регулировки формирователя прямоугольных импульсов надо к разъему XI подключить генератор сигналов типа Г4-102, а к эмиттеру транзистора V7 — высокочастотный осциллограф, например типа С1-65. Подбором резисторов R3 и R4 надо добиться, чтобы в диапазоне частот до 40 МГц происходило формирование прямоугольных импульсов. Эти операции повторяют несколько раз, постепенно снижая уровень входного напряжения.

В заключение регулировки надо проверить работу частотомера, наблюдая за показаниями индикатора.

ВРЛ84: Сост. В. Г. Борисов. — М.: ДОСААФ, 1983, — 79 с, ил. 35 к.
Источник материала

— Как измерить высоковольтные и высокочастотные пульсации?

У меня есть ферритовый трансформатор, выдающий 1,2 кВ RMS на вторичной обмотке. Я добавил диод для полуволнового выпрямления и параллельно добавил конденсатор (10 нФ), достаточный для устранения пульсаций. Более чем достаточно, по формуле \ $ dV = \ frac {i} {fC} \ $

Я использую на трансформаторе 32 кГц и планирую потреблять максимум 500 мкА. Это должно вызвать у меня очень небольшую рябь.

Однако для измерения пульсаций я попытался использовать высоковольтный пробник 1000: 1. Он имеет импеданс 1 ГОм и рассчитан только на 60 Гц. Измерение выпрямленного / отфильтрованного напряжения показывает много шума и огромную пульсацию, около 800 В, но я подозреваю, что это неверно, учитывая, вероятно, неспособность датчика работать с более высокими частотами.

Я также пробовал делитель напряжения с использованием обычных резисторов 1/8 Вт на 10 МОм и 100 кОм и обычного осциллографа на резисторе 100 кОм, но результаты были очень похожими.

Замена конденсатора или его полное удаление немного изменяет пульсацию, примерно на 10% лучше или хуже.

Итак, мой вопрос: нормально ли получать ложные результаты с этими пробниками (или делителями напряжения) на высокочастотных напряжениях?

Есть ли безопасный и надежный способ измерить пульсацию в этом конкретном сценарии?

ОБНОВЛЕНИЕ:

Вот искажение, которое я получил на вторичной обмотке после исправления и фильтрации, чтобы лучше проиллюстрировать вопрос:

Прочитав все предложения, я решил провести тест, которого раньше не делал: я сделал другой трансформатор с вторичным напряжением около 170 В.Таким образом, я мог бы использовать обычный пробник 10x (без делителя напряжения) и сравнить его характеристики с делителем напряжения 1/1000, но сохранив частоту 32 кГц. 170 В — это хорошо, потому что это не слишком много для пробника 10x, но не слишком мало для делителя 1000x.

Вот результат. Во-первых, вторичная обмотка после выпрямления и фильтрации, измеренная обычным зондом 1/10. Очень приемлемый сигнал постоянного тока:

Но вот тот же сигнал, измеренный с делителем.Если не обращать внимания на сильный шум, мы можем увидеть ту же картину, что и на первом изображении:

Я не знаю, это единственная проблема с моей схемой, но ясно, что метод измерения является самой большой. Я сделаю пробник 1/1000, используя высоковольтные резисторы и компенсационные конденсаторы, экранированные от шума. Я не могу полагаться в этом на простые делители напряжения.

Высокая частота, высокое напряжение — точность измерения — MEDTEQ

Относится ли та же проблема к цифровым мультиметрам (цифровым мультиметрам)?

Нет — качественные производители цифровых мультиметров заявляют не только о точности заголовка, но и о частотном диапазоне, при котором точность сохраняется.В этом диапазоне измерительные системы цифрового мультиметра обычно проектируются как плоские по своей природе без частотной компенсации. Таким образом, калибровка на 50 Гц, например, может считаться представительной для 500 Гц, 5 кГц и 50 кГц, если эти частоты находятся в указанном диапазоне.

Напротив, пробники и осциллографы используют различные схемы компенсации, которые действуют на более высоких частотах. Например, в высоковольтных пробниках система измерения при 50 Гц полностью отличается от системы, используемой при 50 кГц.Таким образом, невозможно сказать, что измерение на низкой частоте составляет репрезентативных более высоких частот.

Нельзя сказать, что осциллографы и пробники плохие, чрезвычайно (невероятно) сложно обеспечить плоскую полосу пропускания для широкого диапазона напряжений и частот, который требуется пользователям. И во многих случаях 10% — это нормально. Возможно, единственная претензия заключается в том, что способ написания спецификаций может легко заставить пользователя предположить, что спецификации низких частот также применимы к средним частотам в полосе пропускания.

Что делать, если регулировка компенсации датчика выполнена?

Регулировка компенсации импортируется для поддержания точности в диапазоне ± 0,5 дБ (~ 6%). Но это приблизительный метод, который обычно выполняется только на частоте 1 кГц и не подходит для установления юридической прослеживаемости. Следует отметить, что многие осциллографы и датчики показывают разные ошибки на разных частотах. Компенсация также обычно основана на емкости, которая намного более чувствительна к температуре, времени, частоте и напряжению, чем система на основе резистора.Компенсация также зависит от комбинации датчика с конкретным осциллографом, каналом и используемым кабелем.

Есть другие проблемы?

Помимо основной частотной характеристики, существует ряд других проблем, которые могут повлиять на точность. Большинство осциллографов изначально имеют только 8 бит, что составляет всего 256 шагов от верха до низа экрана (типичный 4,5-разрядный цифровой мультиметр имеет 40000 шагов). У осциллографов также есть 2-3 младших бита шума. Это означает, например, что для осциллографа, установленного на 2 кВ / дел (диапазон ± 8 кВ), шум будет около 200 В.Только это составляет 5% от формы сигнала 4000 В (пик), что является нерешением вышеупомянутых проблем с полосой пропускания. По опыту, смещения постоянного тока в осциллографе и пробнике (в частности, в активных пробниках) могут легко добавить еще 2-3% и часто нестабильны со временем. Это делает пиковые измерения в лучшем случае приблизительными показаниями в диапазоне 10-15% для типичной установки.

Для измерений среднеквадратичного значения частота дискретизации осциллографа и длина выборки должны быть достаточными для точного расчета. Как правило, у вас должно быть не менее 10 циклов для сигнала с низким коэффициентом амплитуды, а для сигналов с высоким коэффициентом амплитуды может потребоваться 20 циклов или более.Однако слишком большое количество циклов может снизить частоту дискретизации и привести к потере информации. Некоторые осциллографы предлагают «среднеквадратичное значение цикла», что устраняет проблему, но алгоритм определения «цикла» следует проверить, поскольку это может привести к путанице в программном обеспечении из-за импульсных сигналов.

Почему это так сложно?

Технические проблемы, связанные с увеличением точного среднеквадратичного измерения в зависимости от частоты Vrms²x. Широкая полоса пропускания требует низкого сопротивления, чтобы свести к минимуму влияние паразитной емкости и других эффектов (например,г. стандартное 50 Ом), но низкое сопротивление нецелесообразно при высоком напряжении из-за мощности и тепла (попробуйте поставить 100 В среднеквадратического значения на резистор 50 Ом). Другая проблема заключается в том, что осциллографы используются в основном для целей диагностики и определения времени, поэтому широко используется 8-битное разрешение, которого более чем достаточно для этих задач. Когда осциллографы стали цифровыми, очевидно, что существует соблазн добавить различные функции измерения, такие как пиковое и среднеквадратичное значение. Но эти программные функции и связанные с ними измерительные системы никогда не подвергались тщательной проверке в отрасли на предмет того, обеспечивают ли они надежные измерения с прослеживаемой точностью.

Почему MEDTEQ может предлагать точные и прослеживаемые измерения?

Оборудование MEDTEQ работает в относительно небольшом диапазоне до 1 МГц и до 1200 В среднеквадратического значения с аналоговыми схемами (по сравнению с 100 МГц / 20 кВ среднеквадратичного значения, предлагаемыми пробниками / осциллографами). Эта меньшая территория сложна, но не невозможна.

Первой целью была разработка надежного делителя 1000: 1 для использования в MEDTEQ HFIT (High Frequency Insulation Tester). После многих лет экспериментов с цепями резисторов SMD было окончательно установлено, что верхний предел для резистивного делителя без компенсации составляет 300 В среднеквадратического значения для 0.Ошибка 1% при 500 кГц (полоса пропускания 11 МГц 3 дБ). Помимо этого, конкурирующие ограничения рассеиваемой мощности и полосы пропускания не могут быть выполнены. Это было основано на литературе, экспериментах по определению паразитной емкости для смонтированных SMD-деталей, моделировании и тестах.

Для работы с более высокими напряжениями до 7200Vp / 1200Vrms, связанных с HFIT 7.0, используется цепочка «слюдяных» конденсаторов. Как правило, конденсаторы ненадежны в измерительных системах, поскольку они чувствительны к напряжению, частоте, температуре и времени.Однако слюдяные конденсаторы известны своей стабильностью в широком диапазоне условий. Опыт работы с этой конструкцией, включая устройства, возвращенные для периодической калибровки, дал уверенность в этом решении лучше, чем 0,5% в диапазоне 320–460 кГц (диапазон использования HFIT).

Для калибровки делителя использовались специально разработанные ВЧ измерители. Примерно в середине 2017 года планируется выпустить линейку измерителей под названием «HFVM» (высокочастотный вольтметр). Для калибровки делителя используются два HFVM: один с диапазоном 200 В и второй измеритель с 200 мВ.»Самодельный» высокочастотный усилитель приводится в действие цифровым функциональным генератором и обеспечивает около 150 В среднеквадратичного значения на испытательных частотах 320 кГц / 400 кГц / 460 кГц. Осциллограф контролирует тестовый сигнал на предмет гармонических искажений и подтверждает, что он составляет <0,3%.

Хотя текущая версия HFIT 7.0 содержит только делитель 1000: 1, HFIT 8.0 (в предварительной версии) включает также внутреннее измерение с использованием конструкции HFVM. Предварительные версии были проверены и показали хорошие результаты в рамках проектной спецификации 2% по сравнению с внешними эталонными методами в широком диапазоне напряжений и пик-факторов.

Как устроены HFVM?

Внутри HFVM среднеквадратичное значение напряжения определяется «явным» методом, который разделяет измерение на три этапа: квадрат -> среднее -> квадратный корень. Известно, что у него относительно широкая полоса пропускания, а основное устройство для квадрирования формы волны имеет полосу пропускания 40 МГц. Явный метод имеет усложнение в широком динамическом диапазоне на выходе квадратного каскада. К счастью, это затруднение не связано с частотной характеристикой, поэтому его можно исследовать и решать на низких частотах.Напротив, современные цифровые мультиметры используют «неявное» (с обратной связью) решение среднеквадратичного / постоянного тока, которое не страдает широким динамическим диапазоном, но имеет ограниченную частотную характеристику.

Для обнаружения пиков MEDTEQ изобрел новый метод, который имеет эквивалентную точность 13-битного осциллографа, работающего на частоте 100 МГц, но без каких-либо осложнений. Это простой метод, который можно рассматривать как гибрид аппаратного и программного обеспечения, с алгоритмом, который ищет пик, а не измеряет его. Ключевым преимуществом этого подхода является то, что он не использует какие-либо диоды, которые обычно используются при обнаружении пиков, поскольку диоды трудно охарактеризовать на высоких частотах с такими параметрами, как время обратного восстановления диода, утечка и емкость, влияющие на результат.

Как обеспечивается прослеживаемость СКЗ?

Высоковольтные измерители — Все производители — eTesters.com

Отображение недавних результатов 1 — 15 из 112 найденных продуктов.

• Измеритель высокого напряжения

  STME-VM — Технология Statclean

  Это вольтметр с высоким входным сопротивлением и входным сопротивлением 70 ГОм. Возможность измерения до постоянного напряжения до +/- 5.5 кВ с разрешением 1,0 В в диапазоне жесткости и температуры, измеритель измеряет с точностью лучше 1% без нагрузки источника питания. Его компактный размер и легкий корпус позволяют использовать его в лабораторных и полевых условиях при питании от батареи.

• Измеритель высокого напряжения

  DU-3900 — Delta United Instrument Co., Ltd.

  DU-3900 — это цифровой вольтметр, который может измерять высокие напряжения до 10 кВ переменного и постоянного тока с высокой точностью.Его высокий входной импеданс (1000 МОм) делает его пригодным для измерения цепей с высоким импедансом напряжения. Поскольку он обладает высокой точностью, несмотря на небольшой размер и легкий вес, его также можно легко использовать в качестве портативного калибратора.

• Прецизионный измеритель высокого напряжения

  Корпорация Vitrek

  Прецизионный высоковольтный измеритель

  обеспечивает высочайший уровень точности измерений, а благодаря цветному сенсорному экрану он удивительно прост в использовании.Vitrek использует технологию DSP для обеспечения выдающейся точности, стабильности, воспроизводимости и разрешения измерения постоянного и переменного напряжения. Измеритель высокого напряжения 4700 предлагает производительность, которая не уступает традиционным высоковольтным делителям опорного напряжения — но, в отличие от утомительного делителя, 4700 обеспечивает мгновенные прямые измерения высокого напряжения в портативном, компактном и прочном настольном корпусе.

• Цифровой измеритель высокого напряжения

  HVM Series — High Voltage Power Solutions, Inc

  * Усовершенствованная полупроводниковая конструкция * Двухдиапазонный переключатель обеспечивает повышенное разрешение для измерения напряжений ниже 20 киловольт * Чрезвычайно высокий входной импеданс (10 гига-Ом) сводит к минимуму нагрузку на цепь * Большой светодиодный дисплей * Измеряет от 500 до 40 000 вольт постоянного тока * Уши для монтажа в стойку ( опция) * Выдвижные ножки (стандарт) * Выдвижная ручка для наклона (опция)

• Многоцелевой цифровой высоковольтный измеритель фазировки

  Модель KM-MPS-50K — KUSAM-MECO

  • Измерение напряжения переменного тока 50 кВ и постоянного тока 50 кВ с прямым считыванием.• ЖК-дисплей с 4000 отсчетов • Входное сопротивление: 400 МОм • Автоматический выбор диапазона: переменный ток: 4.000 кВ / 40.00 кВ / 50.0 кВ, постоянный ток: 4.000 кВ / 40.00 кВ / 50.0 кВ • KM 50K должен быть подключен с помощью утвержденного хот-джойстика ( Необязательно). • Убедитесь, что фазы «синфазны» или «не совпадают по фазе». • Индикация полярности: положительная / отрицательная. • Функция подсветки. • Автоматическое отключение. • Источник питания: щелочная батарея 1,5 В (AA) × 2. Индикация низкого заряда батареи (многоуровневая).

• Цифровой измеритель кВ

  ВМ-10, ВМ-20, ВМ-30 — УДЕЙРАЙ ЭЛЕКТРИКАЛС ЧАСТИЧНАЯ ЛИМИТЕД

  Измерители высокого напряжения

  измеряют напряжение постоянного и переменного тока до 30 кВ с высокой точностью.Входное сопротивление измерителя достигает 1000 МОм, что делает его пригодным для измерения напряжений в цепях с высоким импедансом источника. Счетчики компактны и легки, и их можно удобно использовать в качестве калибровочного счетчика.

• Измеритель коэффициента трансформации

  TRM 1000 — AJIT Electronics Co.

  Измерители коэффициента трансформации

  AJIT — это самые современные поворотные радиомеры, широко используемые для проверки отношения витков обмоток высокого напряжения к обмоткам низкого напряжения трансформатора. Эти счетчики точные, компактные и легкие.

• Проверка реле защиты

  DIGAMEL Subestaciones

  Цифровая система тестирования реле и счетчиков DRTS 34 представляет собой программируемый и автоматический источник тока и напряжения, который позволяет проводить автоматическую проверку цифровых реле защиты, например, используемых в сетях среднего и высокого напряжения, а также счетчиков энергии, качества электроэнергии. измерители и преобразователи.

• Токоизмерительные клещи IND AC / DC CAT IV TRMS

  ACDC-3400 — Инструменты для тестирования Amprobe

  Токоизмерительные клещи Amprobe ACDC-3400 соответствуют категории CAT IV, что обеспечивает дополнительный уровень безопасности при испытаниях высокого напряжения, в промышленных или коммунальных службах. Это токоизмерительные клещи для переменного / постоянного тока и измеритель напряжения — все в одном.

Приборы для измерения высокого напряжения | Япония Finechem Co., Inc.

本 シ ス テ ム で は JavaScript を 利用 し て い ま す 。JavaScript を 有効 に 設定 し て か ら ご 利用 く だ さ い。

h2

コ ン テ ン ツ

Цифровой высоковольтный измеритель постоянного тока DHM (DC)

Цифровой измеритель высокого напряжения переменного тока DHM (AC)

Цифровой измеритель высокого напряжения переменного / постоянного тока DHM (A / M)

Делитель высокого напряжения

Датчик высокого напряжения

【全】 サ イ ド メ ニ ュ ー

【参】 サ イ ド リ ン ク

ВНИМАНИЕ

Измерение постоянного и переменного напряжения

Следуя теории, последует практический пример того, как работают измерительные приборы Dewesoft.Будет измерено напряжение в сети общего пользования. Значение входного напряжения сети общего пользования необходимо учитывать, чтобы определить, какой тип входа усилителя необходим для измерения. В сети общего пользования в Европе заявлено значение 230 VRMS, но для обеспечения безопасной работы измерительных приборов необходимо учитывать пиковые значения сети для входного диапазона. Пиковое значение сети в Европе равно среднеквадратичному значению, умноженному на квадратный корень из 2, как показано в приведенном ниже уравнении.

\ (230V_ {RMS} \ cdot \ sqrt {2} \ about325V_ {peak} \)

При пиковом значении 325 В мы можем напрямую использовать модуль Sirius HV-HS, который поддерживает напряжение до 1.6 кВ. Это означает, что мы можем провести простое измерение без каких-либо дополнительных делителей напряжения или усилителей и простого подключения, как показано ниже. Будет использован канал 4, в который встроен усилитель Sirius HV-HS. Остальные каналы можно оставить неактивными (неиспользованными в программном обеспечении), поскольку они не имеют отношения к этому измерению. Следующим шагом является настройка измерительного канала в программном обеспечении, как показано ниже.

Окно настройки имеет две стороны: левая сторона — сторона усилителя, а правая — сторона датчика.

На стороне усилителя мы можем переключаться между диапазоном 50 В и 1600 В. В этом примере будет использоваться диапазон 1600 В. Фильтр низких частот также можно использовать для отсечения высоких частот, но при этом следует соблюдать осторожность. Если берется частота ниже половины частоты дискретизации, это обрезает сигнал в диапазоне измерения, это может быть полезно в некоторых приложениях, но в большинстве случаев эта конфигурация устанавливается по ошибке.

Настройка на стороне датчика заключается в выборе датчика, который будет использоваться для измерения.В этом случае напряжение измеряется напрямую без датчика, поэтому только физическая величина должна быть установлена ​​как напряжение, а единица измерения — как вольт (В). В этой части настройки можно также установить масштабный коэффициент, если для измерения используются датчики или делители. В этом случае он будет иметь значение 1, поскольку напряжение измеряется напрямую и масштабирование не выполняется.

В этом примере настройки сделаны так, чтобы можно было начать измерение. Щелкнув по кнопке Измерение. Лучше всего наблюдать синусоидальную форму волны с помощью осциллографа.При первом открытии осциллографа будет бегущая волна, которую невозможно проанализировать, это связано с тем, что программное обеспечение работает в бесплатном режиме, и измерения нужно как-то проводить. Рекомендуется добавить триггер к стандартному триггеру и определить источник и уровень триггера. Для целей этого примера его можно оставить как есть, так как источником запуска является канал U1, а уровень равен 0.

DualCoreADC Mode

В предыдущем разделе Много говорилось о правильном выборе диапазона измерения усилителя.Пришло время взглянуть на впечатляющие возможности двухъядерного режима в усилителях Sirius. При использовании двухъядерного режима Sirius можно получить лучшее разрешение (меньше шума) при низких амплитудах. Это решается с помощью двух 24-битных аналого-цифровых преобразователей с разными диапазонами на каждом канале.

Первый аналого-цифровой преобразователь имеет полный диапазон входного канала, а диапазон второго аналого-цифрового преобразователя составляет только 5% от полного диапазона канала. Эта технология измеряет сигнал с низким и высоким коэффициентом усиления одновременно, что означает, что сигнал может быть измерен с относительно высокой амплитудой, но в то же время он имеет идеальное разрешение при низких амплитудах одного и того же сигнала.

Давайте посмотрим на разницу между двухъядерным режимом и нормальным режимом при измерении низких сигналов с высоким диапазоном:

В этом примере сигнал 0,3 В постоянного тока от включенного калибратора два усилителя ACC будут измерены. На обоих усилителях будет выбран диапазон 10 В (что полная ерунда), но это самый простой способ увидеть разницу между включенным или выключенным двухъядерным режимом. Это можно переключить в настройке канала, где также можно установить диапазон.

На первом канале отключим режим Dual core, на втором включим режим Dual core. Это приведет к рендерингу изображения, как показано ниже, где можно увидеть разницу в уровнях шума. Графики, представленные ниже, имеют одинаковый масштаб.

По уровню шума нетрудно увидеть, где двухъядерный режим выполняет свою работу (справа), а где он выключен (слева). При включенном двухъядерном режиме мы получаем такой же уровень шума в диапазоне измерения 10 В, как если бы мы использовали 0.Диапазон 5 В. Это позволяет нам лучше рассмотреть более низкие сигналы.

Сравнительное измерение импульсов высокого напряжения

Неопределенности отношения напряжений тестируемого делителя (ИУ) зависят от погрешностей, связанных с измерением выходных напряжений ИУ, эталонной измерительной системы, которая является либо эталонным делителем напряжения. или фотодетектор, который используется с ячейкой Керра, и неопределенности, связанные с отношениями этих эталонных выходных напряжений к их входным напряжениям.Входные напряжения для ИУ и эталонной измерительной системы одинаковы, поскольку они подключены параллельно. Расширенная неопределенность отношения напряжений тестового делителя оценивается, исходя из простого соотношения между входным и выходным напряжениями для резистивного делителя напряжения:

Здесь D _T — это отношение ИУ, U _p — пиковое входное напряжение, а В _T — измеренное пиковое выходное напряжение ИУ.Входное напряжение представляет собой импульсную форму волны, которая монотонно увеличивается до пикового напряжения U _p , а затем монотонно уменьшается, как показано на. U _p находится либо при одновременном измерении с эталонным делителем, имеющим отношение D _R , либо с помощью системы измерения ячейки Керра, имеющей постоянную ячейки с поправкой на температуру U _м2 как

, где пиковое выходное напряжение опорного делителя составляет В, _R , а количество полос на пике напряжения составляет n .Стандартная неопределенность неизвестного передаточного числа делителя D _T оценивается путем применения к уравнению. (15) закон распространения неопределенности, который в общем виде имеет вид [8]

Он определяет соотношение между объединенной стандартной неопределенностью выходной величины y , u _c ( y ) и величинами δ ( x _i ), которые являются стандартными неопределенностями входные величины x _i .Второй член в приведенном выше уравнении сводится к нулю по многим измерениям, если входные величины некоррелированы, что верно в двух случаях, описанных уравнениями. (17a) и (17b).

6.1 Неопределенности для сравнений делителя-делителя

Применение закона распространения неопределенности к уравнениям. (17a), погрешность отношения ИУ определяется из сравнения с выходным сигналом опорного делителя и составляет

δ2 (DT) = (VR / VT) 2⋅δ2 (DR) + (DR / VT) 2⋅δ2 (VR) + (DRVR / VT2) 2⋅δ2 (VT),

(19a)

или когда написано в относительной форме

δr2 (DT) = δr2 (DR) + δr2 (VR) + δr2 (VT),

(19b)

где δr2 (DT) ≡δ2 (DT) / DT2, δr2 (DR) ≡δ2 (DR) / DR2, δr2 (VR) ≡δ2 (VR) / VR2 и δr2 (VT) ≡δ2 (VT) / VT2.Эти уравнения показывают, что неопределенность неизвестного передаточного числа делителя зависит от неопределенностей эталонного передаточного числа делителя, выходного напряжения эталонного делителя и выходного напряжения испытательного делителя.

Относительные погрешности выходных напряжений δ _r ( V _R ) и δ _r ( V _T ) в уравнениях. (19a) и (19b) одинаковы по величине, поскольку в обоих измерениях используются одинаковые методы и оборудование. Если коэффициенты деления тестового и эталонного делителей близки, то их выходные напряжения примерно одинаковы.Выходные напряжения измеряются с использованием метода линии импульсного уровня (PLL), описанного в разд. 2.2 и связанные с ними неопределенности оцениваются путем применения закона распространения неопределенности к определяющему уравнению для метода ФАПЧ, как показано в разд. 6.1.1.

Один из подходов, который использовался для оценки δ ( D _R ), заключается в определении отношения при низком постоянном напряжении, при котором входное и выходное напряжение можно измерить с помощью прецизионного цифрового мультиметра, а затем выполнить проверка линейности напряжения путем измерения максимальной выходной мощности делителя в зависимости от зарядного напряжения высоковольтного генератора [1].В качестве альтернативы коэффициент делителя может быть рассчитан из измеренных сопротивлений компонентов вместе с проверкой линейности высокого напряжения [1]. Из-за нестабильности и больших погрешностей в источнике высокого напряжения постоянного тока и измерителе зарядного напряжения, нелинейностях в генераторе высокого напряжения, коронном разряде, рассеянии энергии переключения и других эффектах эти подходы не могут быть использованы для надежной оценки погрешности эталонного делителя. . Как правило, погрешности коэффициента делителя намного меньше, чем погрешности генератора и измерителя, которые используются для проверки линейности напряжения, поэтому в общих погрешностях преобладают компоненты, отличные от коэффициента передаточного числа делителя.Однако δ ( D _R ) можно оценить косвенно, взяв разность между амплитудами пиков напряжения, которые измеряются одновременно с использованием ячейки Керра ( U _K ) и опорного делителя напряжения ( U _R ), как будет показано в разд. 6.1.2.

6.1.1 Погрешности измерения выходного напряжения делителя

Погрешности пикового выходного напряжения для тестового и эталонного делителей, δ ( В, _T ) и δ ( В, _R ), имеют одинаковую величину. по причинам, указанным выше.Для оценки этих погрешностей используется общая взаимосвязь между измеренным пиковым выходным напряжением В _p и опорными уровнями напряжения для метода ФАПЧ [11]:

V _p = V ₁ + ( V ₂ — V ₁ ) ( h _p — h ₁ ) / ( h ₂ — h ₁ ),

(20)

где h _p — измеренная высота V _p , h ₁ — измеренная высота линия 1 уровня импульса, ч ₂ — измеренная высота линии 2 уровня импульса, В ₁ — опорное напряжение 1, а В ₂ — опорное напряжение 2.Стандартная неопределенность δ ( V _p ) находится путем применения закона распространения неопределенности к формуле. (20):

δ2 (Vp) = {[(h3 − hp) 2+ (hp − h2) 2] / (h3 − h2) 2} δ2 (V) + {[(V2 − V1) 2 / (h3 − h2) 4] [(h3 − h2) 2+ (h3 − hp) 2+ (hp − h2) 2]} δ2 (h).

(21)

Термины, содержащие δ ( V ₁ ) и δ ( V ₂ ), были объединены, поскольку эти неопределенности имеют одинаковую величину, которая обозначается δ ( V ) = | δ ( В ₁ ) | = | δ ( В ₂ ) |.Точно так же члены, содержащие δ ( h ₁ ), δ ( h _p ) и δ ( h ₂ ), также были объединены в уравнении. (21) используя δ ( ч ) ≡ | δ ( ч ₁ ) | = | δ ( ч _P ) | = | δ ( ч ₂ ) |.

Стандартная погрешность измерения высоты δ ( h ) оценивается в 0,0025 см. Стандартная погрешность измерения напряжения δ ( В, ) взята из спецификаций производителя равной 0.01% от В . Используя значения, указанные в для высоты и опорного напряжения, неопределенность в V _p оценивается по формуле. (22) должно быть от 0,001 В до 0,033 В в диапазоне от 10 кВ до 300 кВ для входных напряжений. Относительная погрешность в V _p , δ _r ( V _p ) ≡ δ ( V _p ) / V _p , составляет менее 0,06%. Типичная высота h ₁ = 7.369 см, h ₂ = 7,569 см и h _p = 7,656 см, а опорные напряжения В ₁ и В ₂ обычно отличаются менее чем на 4% от своих иметь в виду.

Таблица 3

Типичные значения параметров измерения делителя

6.1.2 Погрешность эталонного коэффициента делителя

Неопределенность эталонного коэффициента делителя напряжения δ ( D _R ) оценивается косвенно посредством серии одновременных измерений сделано с делителем и ячейкой Керра. Разница в пиковом напряжении, одновременно измеренном ячейкой Керра и опорным делителем, составляет

Δ U _KR ≡ U _K — U _R = n ^1/2 U _м2 — D _R V _R ,

(22)

, где U _м2 — постоянная ячейки Керра с поправкой на температуру, а n — номер полосы, описанный в разд.3. Решение уравнения. (22) для передаточного числа делителя D _R получаем

D _R = [ n ^1/2 U _м2 — ( U _K — U _R )] / V _R .

(23)

Стандартная неопределенность для соотношения эталонного делителя составляет

δ (DR) = {[Um22 / (4nVR2)] δ2 (n) + (n / VR2) δ2 (Um2) + δ2 (UK − UR) / VR2 + (UR2 / VR4) δ2 (VR)} 1 / 2,

(24a)

, а относительная стандартная неопределенность для этого отношения делителя равна

δr (DR) = (UK / UR) {[(δr2 (n) / 4 + δr2 (Um2)] + δr2 (UK − UR) + δr2 (VR)} 1/2,

(24b)

с δr2 (UK − UR) ≡δ2 (UK − UR) / UR2, δr2 (n) ≡δ2 (n) / n2 и δr2 (Um2) ≡δr2 (Um2) / Um22.Обратите внимание, что относительная стандартная неопределенность δ _r ( U _K — U _R ) в разности двух измерений пикового напряжения не определяется как неопределенность разницы, деленная на разность, а скорее как неопределенность разницы, деленной на пиковое входное напряжение U _R , определяемое делителем.

Уравнение (24b) показывает, что относительная стандартная неопределенность отношения эталонного делителя может быть оценена из оценок относительных неопределенностей параметров измерения Керра δ _r ( n ) и δ _r ( U _m2 ), разность пиковых напряжений δ _r ( U _K — U _R ) и выходного напряжения опорного делителя δ _r ( V _R ).Неопределенность выходного напряжения была оценена в предыдущем разделе, а неопределенности параметров измерения Керра оцениваются в следующем разделе. Неопределенность разницы пиковых входных напряжений оценивается по данным измерений. Расширенная неопределенность испытательного делителя оценивается в разд. 6.1.4.

6.1.3 Погрешности измерения ячейки Керра

Определение коэффициента делителя теста выполняется с помощью ячейки Керра при температуре T ₂ , которая в целом отличается от температуры T ₁ , при которой проводилась калибровка было выполнено, но может быть рассчитано с использованием [19]:

U _м2 = U _м1 ( B ₁ / B ₂ ) ^1/2 ,

(25)

где B ₁ и B ₂ — электрооптические коэффициенты Керра при температурах T ₁ и T ₂ , соответственно, как обсуждается в разд.3.1. Температурная зависимость коэффициента Керра нитробензола была измерена Хебнером и Мисакяном, которые подогнали полученные данные к кривой, описанной в [19].

B ( T ) = α ₀ + α ₁ T ⁻¹ + α ₂ T ⁻² .

(26)

Из уравнения. (26) стандартная неопределенность U _м2 составляет

δ2 (Um2) = ((B2 / B1) · Um12 / 4) δ2 (B1 / B2),

(27a)

, которое можно в относительных терминах переписать как

δr2 (Um2) = δr2 (B1 / B2) / 4,

(27b)

используя δr2 (Um2) ≡δ2 (Um2) / Um22 и δr2 (B1 / B2) ≡δ2 (B1 / B2) / (B1 / B2) 2.Поскольку в серии измерений, используемых для статистической оценки δ _r ( U _K — U _R ), расчет U _K выполняется с любой из двух констант. U _m1 , в U _m1 отсутствует компонент неопределенности из-за случайных эффектов в этой оценке, то есть U _m1 является постоянным и не имеет статистических вариаций в этих испытаниях.Неопределенности в U _m1 из-за систематических эффектов учитываются при оценке объединенной неопределенности измерения U _K , но они считаются небольшими, как обсуждается в следующем разделе.

Таблица 4

Типичные значения параметров измерения ячейки Керра

Выражение для номера края n с точки зрения интенсивности I _n , соответствующего n и максимальной и базовой интенсивности I _м и I ₀ является

n = {N + 2πsin − 1ΔImΔIm, Neven, N + 1−2πsin − 1ΔInΔIm, Nodd,

(28)

где Δ I _n = I _n — I ₀ и Δ I _м = I _м — I ₀ .Неопределенность в n находится из уравнения. (28) быть

δ ² ( n ) = {(1/ π ² ) [1 / (Δ I _n / Δ I _м ) — (Δ I _n / Δ I _м ) ² ]} δ ² (Δ I _n Δ I _м ).

(29)

Интенсивности I _n , I _m и I ₀ определяются по фотографии выходного сигнала фотодетектора, отображаемой на запоминающем осциллографе.Они измеряются по высоте на фотографии так же, как измеряются выходные напряжения В, _R . Отношение находится как

ΔIn≡In − I0 = k (hn − h0), ΔIm≡Im − I0 = k (hm − h0),

и

Δ I _n / Δ I _м = ( I _n — I ₀ ) / ( I _м — I ₀ ) = ( h _n — h ₀ ) / ( h _m — h ₀ ),

(30)

где h _n , h ₀ и h _м — измеренные высоты следов интенсивности, соответствующих номеру полосы n , базовому уровню интенсивности и максимальному уровню интенсивности, соответственно.Константа k включает в себя электрооптическую эффективность фотодетектора, трансимпеданс схемы усилителя и масштабные коэффициенты осциллографа, но поскольку соотношение используется в формуле. (30) коэффициент k отменяется, поскольку разумно предположить, что он одинаков для I _n , I _m и I ₀ . Таким образом, неопределенность отношения Δ I _n / Δ I _м зависит только от неопределенности измерения высоты

δ2 (ΔIn / ΔIm) = (hm − h0) −2δ2 (hn) + [(hn − hm) / (hm − h0) 2] 2δ2 (h0) + [- (hn − h0) / (hm− h0) 2] 2δ2 (hm).

(31)

Что касается метода ФАПЧ, стандартные неопределенности для всех измерений высоты имеют одинаковую величину, обозначенную δ ( h ), так что члены в уравнении. (31) можно объединить, чтобы дать

δ2 (ΔIn / ΔIm) = {[(hm − h0) 2 (hn − hm) 2+ (h0 − hn) 2] / (hm − h0) 4} δ2 (h),

(32)

Подставляя уравнение. (32) в уравнение. (29) дает

δ2 (n) = {[(hm − h0) 2+ (hn − hm) 2+ (h0 − hn) 2] / [π2 × (1 — [(hn − h0) / (hm − h0)] ) × [(hn − h0) / (hm − h0)] × (hm − h0) 4)]} δ2 (h).

(33)

Вышеприведенное уравнение не содержит члена неопределенности для целого числа полос N , показанного в уравнении.(28) поскольку δ ( N ) равно нулю; ошибка при подсчете целого числа полос в трассе Керра будет немедленно обнаружена в большой разнице U _K — U _R , которая в результате возникнет. Неопределенность в n затем зависит от высоты следов интенсивности, измеренных по фотографии осциллографа, которые определяют дробную составляющую n , и от неопределенности измерений высоты δ ( h ), но не от целочисленной составляющей. N .Для типичных значений высоты, указанных в, и для стандартной неопределенности δ ( h ) 0,025 см, которая использовалась ранее при расчете выходного напряжения системы ФАПЧ в разд. 2.2 стандартная неопределенность n составляет от 0,05 до 0,25, что соответствует относительной стандартной неопределенности n , δ _r ( n ), менее 0,02% в используемом диапазоне напряжений.

Стандартная неопределенность постоянной ячейки Керра при температуре калибровки делителя T ₂ в уравнении.(27b) зависит от относительной стандартной неопределенности отношения коэффициентов Керра δ _r ( B ₁ / B ₂ ). Чтобы определить относительную стандартную неопределенность δ _r ( U _м2 ), уравнение. (26) используется для получения отношения:

B1 / B2 = (α0 + α1T1−1 + α2T1−2) / (α0 + α1T2−1 + α2T2−2).

(34)

Тогда стандартная неопределенность

δ2 (B1 / B2) = [(α1T1−2 + 2α2T1−3) / B2] 2δ2 (T1) + [(B1 / B22) (α1T2−2 + 2α2T2−3)] 2δ2 (T2).

(35)

Одни и те же значения α ₀ , α ₁ и α ₂ используются для измерений при всех температурах ячейки Керра, поэтому случайная составляющая неопределенности отсутствует. . Систематический компонент неопределенности считается незначительным из-за отличного согласия между одновременными измерениями ячейки Керра и эталонного делителя напряжения, сделанными для температур ячейки от 293,6 K до 297,3 K.Любая ошибка в используемых значениях α ₀ , α ₁ и α ₂ приведет либо к монотонному увеличению, либо к уменьшению разницы между пиковым напряжением, определенным с помощью двух измерительных систем. при изменении температуры ячейки Керра, но наблюдались только случайные изменения этой разницы; систематических тенденций в данных не наблюдалось. Таким образом, погрешности температурных коэффициентов незначительны.

Величины стандартной неопределенности измеренных температур T ₁ и T ₂ одинаковы и обозначаются δ ( T ), поэтому уравнение.(35) сводится к

δ2 (B1 / B2) = {[(α1T1−2 + 2α2T1−3) / B2] 2 + [(B1 / B22) (α1T2−2 + 2α2T2−3)] 2} δ2 (T)

( 36)

или в относительной форме

δr2 (B1 / B2) = {[(α1T1−2 + 2α2T1−3) / B1] 2 + [(α1T2−2 + 2α2T2−3) / B2] 2} δ2 (T),

(37)

с δ _r ( B ₁ / B ₂ ) ≡ δ ( B ₁ / B ₂ ) / ( B ₁ / B ₂ ).

6.1.4 Погрешность отношения тестового делителя

Относительная стандартная погрешность эталонного делителя, найденная путем подстановки уравнения.(27b) в уравнение. (24b) — это

δr (DR) = (UK / UR) {[δr2 (n) + δr2 (B1 / B2)] / 4 + δr2 (UK − UR) + δr2 (VR)} 1/2.

(38)

Оценка относительной стандартной неопределенности разности пиковых напряжений, измеренных ячейкой Керра и эталонным делителем, δ _r ( U _K — U _R ) / U _R , 0,15%, было получено из стандартного отклонения выборки серии измерений, охватывающих диапазон напряжений от 10 кВ до 300 кВ.Используя эту оценку и значения для других параметров и их неопределенности, перечисленные в разделе, δ _r ( D _R ) рассчитано как самое большее 0,17%.

Таблица 6

Относительные стандартные неопределенности параметров сравнения

Оценка δ _r ( D _R ) сделана с использованием компонентов неопределенности из-за случайных эффектов и не включает компоненты из-за систематического эффекты, которые считаются незначительными.Этот вывод основан на оценке разницы пиковых напряжений ( U _K — U _R ) / U _R , которая для этой серии измерений имеет среднее значение менее 0,1 %. Разница в измерениях пикового напряжения, приведенная в формуле. (22) можно преобразовать, используя уравнение. (25) как

Δ U _KR ≡ [ n ( B ₁ / B ₂ )] ^1/2 Δ U _м1 — Δ D _R V _R ,

(39)

где Δ U _m1 и Δ D _R — систематические ошибки постоянной ячейки и соотношения опорного делителя, соответственно, и U _R = D _R V _R = [ n ( B ₁ / B ₂ )] ^1/2 U _m1 .Используя n ^1/2 = U _p / U _m2 = U _p / [ U _m1 ( B ₁ / B ₂ ) ^1/2 ], Ур. (39) становится

Δ U _{KR, r} = Δ U _m1 / U _m1 — Δ D _R / D _R ,

(40)

с Δ U _{KR, r} ≡ Δ U _KR / U _P .Возможно, что относительные ошибки в константе ячейки и соотношении делителя велики и что только их разница в формуле. (40) мало, но это маловероятно; это будет означать, что будет значительная разница между коэффициентом делителя низкого напряжения, рассчитанным на основе сопротивлений компонентов, или коэффициентом постоянного напряжения низкого напряжения, и коэффициентом высокого напряжения, используемым в этом сравнении. Такая разница может возникать из-за нагрева и воздействия напряжения, но маловероятно, что эти эффекты приведут к постоянному коэффициенту делителя в рассматриваемом здесь диапазоне высокого напряжения.Постоянная разница в уравнении. (40) для коэффициента делителя, который изменяется с напряжением, будет означать, что постоянная ячейки должна измениться одинаково, но это будет указывать либо на изменение физических размеров ячейки, либо на изменение температуры керровской жидкости. Во время сравнительных испытаний не было измерено никаких изменений температуры, которые указывали бы на то, что такое явление действительно происходит. Кроме того, большое изменение коэффициента делителя от низкого напряжения к высокому напряжению будет видно в форме волны Керра, соответствующей измеренному выходному напряжению, показанному на, для которого использовался постоянный коэффициент делителя низкого напряжения.Если бы коэффициент делителя зависел от напряжения, соответствие в начале кривой (более низкие значения напряжения) было бы хорошим, но соответствие около пика (самые высокие значения напряжения) было бы плохим, что не так, как очевидно. видно из рисунка. Хотя подобранная форма сигнала не совпадает с измеренной формой сигнала в точках, соответствующих пиковому напряжению, относительная разница в числах интерференционных полос, рассчитанных для двух форм сигнала, составляет менее 0,02%. Одновременные измерения с другими импульсными делителями напряжения показывают такое же превосходное согласие.Таким образом, можно сделать вывод, что относительные погрешности как коэффициента делителя, так и постоянной ячейки незначительны.

Оценка объединенной стандартной неопределенности для неизвестного отношения делителя из уравнения. (19b) оказывается

δr (DT) = [δr2 (DR) + 2δr2 (Vp)] 1/2,

(41)

где величина δ _r ( V _T ) и δ _r ( V _R ) одинаковы и обозначаются δ _r ( V _p ).При значениях параметра и погрешности от до δ _r ( D _T ) рассчитывается как 0,19%. Используя коэффициент охвата k = 2, расширенная относительная неопределенность в отношении тестового делителя составляет 0,38%.

Измеритель с подвижной катушкой — обзор

Шунты и умножители

10

Нет никакой разницы между основным прибором, используемым для измерения тока и напряжения, поскольку оба используют миллиамперметр в качестве основной части.Это чувствительный прибор, который дает FSD для токов всего в несколько миллиампер. Когда амперметр требуется для измерения токов большей величины, часть тока отводится через сопротивление низкого значения, подключенное параллельно с измерителем. Такое отклоняющее сопротивление называется шунтом .

Из Рисунок 23.5 (a) , V _PQ = V _RS .

Рисунок 23.5.

Следовательно, I _a r _a = I _S R _S

Таким образом, значение шунта RS = IaraISΩ

Миллиамперметр преобразуется в вольтметр путем подключения высокого сопротивление (называемое умножителем ) последовательно с ним, как показано на Рисунок 23.5 (а) . Из Рисунок 23.5 (b) , V = V _a + V _M = Ir _a + IR _M

Таким образом, значение множителя R _M = V — Ir / I Ом .

Например, пусть m.c. прибор имеет полную шкалу 20 мА и сопротивление 25 Ом. Чтобы прибор можно было использовать в качестве амперметра 0–10 А, необходимо параллельно с прибором подключить шунтирующее сопротивление R _S . Начиная с Рисунок 23.5 (а) ,

I = 10 А, Is = I-Ia = 10-0,020 = 9,98 А.

Следовательно, значение R _S определяется по формуле:

Rs = IaraIs = (0,020) (25) 9,98 = 50,10 мОм.

Чтобы прибор можно было использовать в качестве вольтметра от 0 до 100 В, необходимо последовательно подключить к прибору умножитель R _M , значение R _M задается как:

RM = V − IraI = 100− (0,020) (25) 0,020 = 4,975 кОм.

11

Омметр — это прибор для измерения электрического сопротивления.Простая схема омметра показана на Рис. 23.6 (a) . В отличие от амперметра или вольтметра, схема омметра не получает от тестируемой цепи необходимую для своей работы энергию. В омметре эта энергия подается от автономного источника напряжения, такого как аккумулятор. Изначально клеммы XX замкнуты накоротко и R отрегулированы так, чтобы показывать FSD на миллиамперметре. Если ток I имеет максимальное значение, а напряжение E постоянно, то сопротивление R = E / I имеет минимальное значение.Таким образом, FSD на миллиамперметре обнуляется по шкале сопротивления. Когда клеммы XX разомкнуты, ток не течет, а R (= E / O) — бесконечность, ∞. Таким образом, миллиамперметр можно откалибровать непосредственно в омах. В результате получается тесная (нелинейная) шкала, расположенная «задом наперед» (как показано на рис. 23.6 (b) ). При калибровке между клеммами XX помещается неизвестное сопротивление, а его значение определяется по положению указателя на шкале. Омметр, предназначенный для измерения низких значений сопротивления, называется тестером целостности цепи . Омметр, предназначенный для измерения высоких значений сопротивления (например, мегомов), называется измерителем сопротивления изоляции (или « мегомметр »).

Рисунок 23.6.

12

Производятся приборы, которые объединяют измеритель с подвижной катушкой с рядом шунтов и последовательных умножителей, чтобы обеспечить диапазон показаний на единой шкале, градуированной для считывания тока и напряжения. Если в прибор встроена батарея, можно также измерить сопротивление.

Такие приборы называются мультиметрами , или универсальными приборами , многодиапазонными приборами или . Типичный пример — Avometer . Конкретный диапазон можно выбрать либо с помощью отдельных клемм, либо с помощью селекторного переключателя. Одновременно может быть выполнено только одно измерение. Часто такие инструменты можно использовать в сетях переменного тока. а также d.c. цепей, когда в прибор встроен выпрямитель.

13

Ваттметр — это прибор для измерения электрической мощности в цепи. Рисунок 23.7 показывает типичные подключения ваттметра, используемого для измерения мощности, подаваемой на нагрузку. В приборе есть две катушки:

(i)

токовая катушка , которая подключена последовательно с нагрузкой (как амперметр), и

(ii)

катушка напряжения , который подключается параллельно нагрузке (как вольтметр).

Рисунок 23.7.

14

Электронно-лучевой осциллограф (CRO) может использоваться для наблюдения форм сигналов и для измерения напряжения, тока, частоты, фазы и периодического времени.

(i)

При прямом измерении напряжения используется только переключатель «вольт / см» усилителя Y на CRO. При отсутствии напряжения на Y-пластинах отмечается положение следа пятна на экране. Когда на пластины Y подается постоянное напряжение, новое положение следа пятна указывает на величину напряжения. Например, на рис. 23.8 (a) , когда на пластины Y не подается напряжение, след пятна находится в центре экрана (исходное положение), а затем след пятна перемещается на 2.5 см до конечного показанного положения, после применения постоянного тока. Напряжение. Когда переключатель «В / см» установлен на 10 В / см, величина постоянного напряжения составляет 2,5 см × 10 В / см, то есть 25 В.

Рисунок 23.8.

(ii)

При измерении переменного напряжения , позвольте синусоидальной форме волны отображаться на экране CRO, как показано на Рисунок 23.8 (b) . Если «переменный» переключатель включен, скажем, 5 мс / см, то периодическое время T синусоидальной волны составляет 5 мс / см × 4 см, т.е.е. 20 мс или 0,02 с.

Так как частота f = 1T,

Если переключатель «вольт / см» находится в положении, скажем, 20 В / см, то амплитуда или пиковое значение синусоидальной волны показанной синусоиды составляет 20 В / см × 2 см, то есть 40 В.

Так как действующее напряжение = пиковое напряжение2

среднеквадратичное напряжение = 402 = 28,28 В.

Двухлучевые осциллографы полезны, когда два сигнала должны сравниваться одновременно. CRO требует разумных навыков в настройке и использовании.Однако его самым большим преимуществом является наблюдение за формой сигнала, чего нет у других измерительных приборов.

15

Электронный вольтметр может использоваться для точного измерения ЭДС или ПД. от милливольт до киловольт за счет включения в его конструкцию усилителей и аттенюаторов.

16

Метод измерения нуля — простой, точный и широко используемый метод, который зависит от показаний прибора, настроенных на считывание только нулевого тока.Метод предполагает:

(i)

, если есть какое-либо отклонение, значит, течет некоторый ток, и

(ii)

, если отклонения нет, то ток не течет (т. Е. нулевое условие).

Следовательно, нет необходимости калибровать расходомер, измеряющий ток, когда он используется таким образом. Чувствительный миллиамперметр или микроамперметр с центральным нулевым положением называется гальванометром . Два примера использования этого метода — мост Уитстона и d.c. потенциометр.

17

Мост Уитстона , показанный на Рис. 23.9 , используется в постоянном токе. схемы для сравнения неизвестного сопротивления R _x с другими известными значениями. R ₃ изменяется до тех пор, пока на гальванометре не будет получено нулевое отклонение G. При балансе (т. Е. Нулевое отклонение на гальванометре) произведения диагонально противоположных сопротивлений равны друг другу,

Рисунок 23.9.

т.е. R ₁ R _x = R ₂ R ₃

, откуда Rx = R2R3R1ohms.

18

постоянного тока потенциометр — это прибор с нулевым балансом, используемый для определения значений ЭДС и ЭДС путем сравнения с известной ЭДС.

No related posts.